CN108156104A - 一种基于cp与crs联合的小数倍频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，属于无线通信领域。该方法首先利用基于CP的频偏估计算法进行频偏估计，得到估计结果；然后得到基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果；再利用基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果对基于CP的频偏估计结果进行极性修正；其次利用一个子帧中CRS所在OFDM符号之间的相关性计算频偏；最后利用修正后的频偏估计结果对基于CRS的频偏估计算法的估计结果进行修正得最终频偏。本发明增加了极性判断，通过增加极性修正模块，消除传统联合频偏估计算法中存在极性翻转对频偏估计结果影响；估计范围大、精度高，受噪声多径干扰影响小和不占用额外的频带资源的优点。

Description

一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，具体涉及一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)OFDM作为无线通信中的一种关键技术，具有频谱资源利用率高、抗衰落能力强等优点，但是其明显的缺点是对子载波间的正交性有严格的要求。而载波频率偏移会破坏子载波间的正交性，导致子信道间干扰(Inter-Channel Interference，ICI)，严重降低接收机性能。因此，必须在接收端对频偏进行估计和补偿。

现有的频偏估计方法分为整数倍频偏估计(Integer Frequency Offset，IFO)方法和小数倍频偏估计(Fractional Frequency Offset,FFO)方法。IFO导致接收数据产生循环移位，使得解调数据完全错误；FFO破坏子载波间的正交性，严重影响接收机性能。现有整数倍频偏估计算法研究已经很成熟，但是小数倍频偏估计算法仍然存在估计精度低、估计范围小、频谱资源利用率高的问题，尤其在高速场景下，频偏估计范围、频偏估计精度和频谱资源利用率之间很难取得平衡。小数倍频偏估计方法主要包括基于循环前缀(CyclicPrefix,CP)的频偏估计方法、基于参考信号(Reference Signal，RS)的频偏估计方法、基于训练序列频偏估计算法，或联合以上算法进行频偏估计。

基于小区特定参考信号(Cell-special Reference Signal,CRS)的频偏估计算法，利用子帧中相邻两时隙相同CRS参考信号位置的接收信号的信道响应值之间的相关性计算频偏，估计精度高，但是该频偏估计范围为[-1KHZ,1KHZ]，频偏估计范围小。基于循环前缀(cyclic prefix,CP)的频偏估计算法频偏估计范围为[-7.5KHZ,7.5KHZ]，但是该算法的频偏估计值容易受噪声、多径的影响，估计精度不高，尤其当频频估计值接近频偏估计范围边缘时，容易导致估计频偏估计结果发生极性翻转，从而使最终估计结果发生错误。

传统联合的基于频偏符号判断的频偏估计算法，通过增加了基于CP的频偏估计算法来进行频偏符号的判断，将相位由[-pi，pi]扩大到[-2*pi，2*pi]，从而将频偏估计范围扩大一倍。算法只是利用基于CP的频偏估计算法估计结果定义极性参数，在理论上将基于CRS的频偏估计算法的频偏估计范围扩大到[-2000HZ,2000HZ]。计算简单方便，但也存在以下问题：

1)频偏符号判断的准确性对最后的估计结果至关重要。若判断错误，则结果可能变化2*pi，相差巨大。基于CP的频偏估计算法容易受噪声，多径衰落等的影响，导致当频偏值接近频偏估计范围边缘时，频偏值的正负号容易翻转，导致极性参数判断错误，最后导致错误的估计结果。

2)只能将频偏估计范围扩大到原来的两倍。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，将频偏估计范围由[-1000HZ,1000HZ]扩大到[-7500HZ,7500HZ]；频偏估计精度与基于CRS的频偏估计算法精度相同；不占用额外的频带资源；受噪声和多径等干扰影响小，且消除了传统联合频偏估计算法中的极性翻转。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，首先利用基于CP的频偏估计算法进行频偏估计，设为offset_cp；然后得到基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss；再利用基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss对基于CP的频偏估计结果offset_cp进行极性修正，得到offset_cp’；其次利用一个子帧中CRS所在OFDM符号之间的相关性计算频偏，设为offset_rs；最后利用修正后的offset_cp’对基于CRS的频偏估计算法的估计结果offset_rs进行修正得最终频偏，设为offset_final；

该方法具体实现步骤为：

S1：从时域接收信号中取出含导频的四个OFDM符号；

S2：计算四个OFDM符号时域接收信号之间的自相关corr_cp；

S3：计算基于CP的频偏估计结果offset_cp；

S4：将接收到的时域PSS序列和发送的时域PSS序列作相关运算，以消除噪声和多径干扰；

S5：计算接收到的前半段PSS序列和后半段PSS序列之间的互相关corr_pss；

S6：计算基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss；

S7：利用基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss定义极性参数λ；

S8：利用极性参数λ对基于CP的频偏估计结果offset_cp进行极性修正，得到offset_cp’；

S9：将发送端的参考信号与接收端的参考信号进行相关运算，得到信道值，以消除噪声和多径的影响；

S10：计算参考信号的频域信道值之间的自相关corr_rs；

S11：计算基于CRS的频偏估计结果offset_rs；

S12：设置一个序列；

S13：将基于CRS的频偏估计结果offset_rs分别加上序列中的每个值，得到一个和序列；

S14：利用offset_cp’对offset_rs进行修正得到最终频偏offset_final。

进一步，在所述步骤S1中，从时域接收信号中取出含导频的四个OFDM符号，用表示，其中l'＝1,2,3,4，分别对应一个子帧中，l＝1,5,8,12的OFDM符号；n∈[1,N+N_CP,l]为一个OFDM符号内的时间索引，N为FFT点数，N_CP,l为一个OFDM符号内的CP长度；m为接收天线索引，m∈[1,N_R]，N_R为接收天线数。

进一步，在所述步骤S2中，计算时域接收信号之间的自相关corr_cp，计算公式为：

其中，N表示FFT点数，N＝2048。N′_R为参与计算corr_cp的接收天线数，n₁为一个OFDM符号内计算自相关的CP数据起始位置，n₂为一个OFDM符号内计算自相关的CP数据终止位置。

进一步，在所述步骤S3中，计算基于CP的频偏估计结果offset_cp，计算公式为：

其中，∠(|)为求弧度，值域为[-π,π]，通过求arctan实现；Δf为子载波间隔，Δf＝15000Hz。

进一步，在所述步骤S4中，将接收到的时域PSS序列r_pss(n)和发送的时域PSS序列作相关运算，以消除噪声和多径干扰；计算公式为：其中c(n)表示PSS发送序列与接收序列之间的相关性。

进一步，在所述步骤S5中，计算接收到的前半段PSS序列和后半段PSS序列之间的互相关corr_pss，计算公式为：

在所述步骤S6中，计算基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss，计算公式为：

在所述步骤S7中，利用基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss定义极性参数λ：

在所述步骤S8中，利用极性参数λ对基于CP的频偏估计结果offset_cp进行极性修正，得到offset_cp’：

offset_cp'＝λoffset_cp|

进一步，在所述步骤S9中，将发送端的频域参考信号与接收端的频域参考信号进行相关运算，得到频域信道值以消除噪声和多径的影响；

其中，p为发送端口索引，k为频域导频子载波索引，k∈[1,200]。

进一步，在所述步骤S10中，计算频域信道值之间的自相关corr_rs，计算公式为：

其中，N'_R为参与计算corr_cp的接收天线数；当N_R＝2时，N'_R＝N_R；当N_R＝4时，取前两根接收天线；

在所述的S11中，计算基于CRS的频偏估计值offset_rs，计算公式为：

其中，∠(·)为求弧度，值域为[-π,π]，通过求arctan实现；Δf为子载波间隔。

进一步，在所述步骤S12中，设置一个序列A＝[a₁,a₂,...,a_i,...,a₈,a₉]，其中a_i代表可能旋转的频偏值；

在所述步骤S13中，offset_rs分别加上序列A中的每个值，得到一个和序列B，

B＝[b₁,b₂,...,b_i,...,b₈,b₉]，其中b_i代表可能的真实频偏值；

在所述的S14中，求出使abs(b_i-offset_cp')最小的i，则offset_final＝a_i。

本发明的有益效果在于：本发明增加了极性判断，纠正基于CP的频偏估计算法中存在极性翻转对频偏估计结果影响；拥有基于CP的频偏估计算法估计范围大的优点；且有基于CRS的频偏估计算法估计精度高，受噪声多径干扰影响小的优点；本发明原理和实现都简单，不占用额外的频带资源，具有很高的实用价值。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：

图1为本发明的流程图；

图2为本发明OFDM符号中的循环前缀结构；

图3为FDD模式帧结构；

图4为PSS序列结构图；

图5为一个子帧中CRS参考信号位置的示意图；

图6为本发明性能仿真图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。

图1为一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法的流程图，如图1所示，本发明具体实现步骤为：

S1：如图2所示，从时域接收信号中取出含导频的四个OFDM符号，用表示，其中l'＝1,2,3,4，分别对应一个子帧中，l＝1,5,8,12的OFDM符号；n∈[1,N+N_CP,l]为一个OFDM符号内的时间索引，N为FFT点数，N_CP,l为一个OFDM符号内的CP长度；m为接收天线索引，m∈[1,N_R]，N_R为接收天线数。

S2：计算四个OFDM符号时域接收信号之间的自相关corr_cp，计算公式为：

其中，N表示FFT点数，N＝2048。N′_R为参与计算corr_cp的接收天线数，n₁为一个OFDM符号内计算自相关的CP数据起始位置，n₂为一个OFDM符号内计算自相关的CP数据终止位置。

S3：计算基于CP的频偏估计结果offset_cp，计算公式为：

其中，∠(·)为求弧度，值域为[-π,π]，通过求arctan实现；Δf为子载波间隔，Δf＝15000Hz。

S4：如图4所示，将接收到的时域PSS序列r_pss(n)和发送的时域PSS序列作相关运算，以消除噪声和多径干扰；计算公式为：其中c(n)表示PSS发送序列与接收序列之间的相关性。

S5：计算接收到的前半段PSS序列和后半段PSS序列之间的互相关corr_pss，计算公式为：

S6：计算基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss，计算公式为：

S7：利用基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss定义极性参数λ：

S8：利用极性参数λ对基于CP的频偏估计结果offset_cp进行极性修正，得到offset_cp’：

offset_cp'＝λ|offset_cp|。

S9：如图3所示，将发送端的频域参考信号与接收端的频域参考信号进行相关运算，得到频域信道值以消除噪声和多径的影响；

其中，p为发送端口索引，k为频域导频子载波索引，k∈[1,200]。

S10：计算频域信道值之间的自相关corr_rs，计算公式为：

其中，N'_R为参与计算corr_cp的接收天线数；当N_R＝2时，N'_R＝N_R；当N_R＝4时，取前两根接收天线；

S11：如图5所示，计算基于CRS的频偏估计值offset_rs，计算公式为：

其中，∠(·)为求弧度，值域为[-π,π]，通过求arctan实现；Δf为子载波间隔。

S12：设置一个序列

S13：将基于CRS的频偏估计结果offset_rs分别加上序列中的每个值，得到一个和序列B＝[b₁,b₂,...,b₈,b₉]。

S14：利用offset_cp’对offset_rs进行修正得到最终频偏offset_final，最终仿真结果如图6所示。

最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。

Claims (9)

1.一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：首先利用基于循环前缀(cyclic prefix,CP)的频偏估计算法进行频偏估计，设为offset_cp；然后得到基于主同步信号(Primary Synchronization Signal，PSS)的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss；再利用基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss对基于CP的频偏估计结果offset_cp进行极性修正，得到offset_cp’；其次利用一个子帧中小区特定参考信号(Cell-special Reference Signal,CRS)所在正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing,OFDM)符号之间的相关性计算频偏，设为offset_rs；最后利用修正后的offset_cp’对基于CRS的频偏估计算法的估计结果offset_rs进行修正得最终频偏，设为offset_final；

该方法具体实现步骤为：

S1：从时域接收信号中取出含导频的四个OFDM符号；

S2：计算四个OFDM符号时域接收信号之间的自相关corr_cp；

S3：计算基于CP的频偏估计结果offset_cp；

S4：将接收到的时域PSS序列和发送的时域PSS序列作相关运算，以消除噪声和多径干扰；

S5：计算接收到的前半段PSS序列和后半段PSS序列之间的互相关corr_pss；

S6：计算基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss；

S7：利用基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss定义极性参数λ；

S8：利用极性参数λ对基于CP的频偏估计结果offset_cp进行极性修正，得到offset_cp’；

S9：将发送端的参考信号与接收端的参考信号进行相关运算，得到信道值，以消除噪声和多径的影响；

S10：计算参考信号的频域信道值之间的自相关corr_rs；

S11：计算基于CRS的频偏估计结果offset_rs；

S12：设置一个序列；

S13：将基于CRS的频偏估计结果offset_rs分别加上序列中的每个值，得到一个和序列；

S14：利用offset_cp’对offset_rs进行修正得到最终频偏offset_final。

2.根据权利要求1所述的一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：在所述步骤S1中，从时域接收信号中取出含导频的四个OFDM符号，用表示，其中l'＝1,2,3,4，分别对应一个子帧中，l＝1,5,8,12的OFDM符号；n∈[1,N+N_CP,l]为一个OFDM符号内的时间索引，N为FFT点数，N_CP,l为一个OFDM符号内的CP长度；m为接收天线索引，m∈[1,N_R]，N_R为接收天线数。

3.根据权利要求1所述的一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：在所述步骤S2中，计算时域接收信号之间的自相关corr_cp，计算公式为：

其中，N表示FFT点数，N′_R为参与计算corr_cp的接收天线数，n₁为一个OFDM符号内计算自相关的CP数据起始位置，n₂为一个OFDM符号内计算自相关的CP数据终止位置。

4.根据权利要求1所述的一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：在所述步骤S3中，计算基于CP的频偏估计结果offset_cp，计算公式为：

其中，∠(·)为求弧度，值域为[-π,π]，通过求arctan实现；Δf为子载波间隔。

5.根据权利要求1所述的一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：在所述步骤S4中，将接收到的时域PSS序列r_pss(n)和发送的时域PSS序列作相关运算，以消除噪声和多径干扰；计算公式为：其中c(n)表示PSS发送序列与接收序列之间的相关性。

6.根据权利要求1所述的一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：在所述步骤S5中，计算接收到的前半段PSS序列和后半段PSS序列之间的互相关corr_pss，计算公式为：

在所述步骤S6中，计算基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss，计算公式为：

在所述步骤S7中，利用基于PSS的频偏估计算法的频偏估计结果offset_pss定义极性参数λ：

在所述步骤S8中，利用极性参数λ对基于CP的频偏估计结果offset_cp进行极性修正，得到offset_cp’：

offset_cp'＝λ|offset_cp|。

7.根据权利要求1所述的一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：在所述步骤S9中，将发送端的频域参考信号与接收端的频域参考信号进行相关运算，得到频域信道值以消除噪声和多径的影响；

其中，p为发送端口索引，k为频域导频子载波索引，k∈[1,200]。

8.根据权利要求1所述的一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：在所述步骤S10中，计算频域信道值之间的自相关corr_rs，计算公式为：

其中，N'_R为参与计算corr_cp的接收天线数；当N_R＝2时，N'_R＝N_R；当N_R＝4时，取前两根接收天线；

在所述的S11中，计算基于CRS的频偏估计值offset_rs，计算公式为：

其中，∠(·)为求弧度，值域为[-π,π]，通过求arctan实现；Δf为子载波间隔。

9.根据权利要求1所述的一种基于CP与CRS联合的小数倍频偏估计方法，其特征在于：在所述步骤S12中，设置一个序列A＝[a₁,a₂,...,a_i,...,a₈,a₉]，其中a_i代表可能旋转的频偏值；

在所述步骤S13中，offset_rs分别加上序列A中的每个值，得到一个和序列B，

B＝[b₁,b₂,...,b_i,...,b₈,b₉]，其中b_i代表可能的真实频偏值；

在所述的S14中，求出使abs(b_i-offset_cp')最小的i，则offset_final＝a_i。