CN110190885A - 基于空域反馈的面向混合大规模mimo阵列的数字预失真结构 - Google Patents

Abstract

本公开提供了一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构及方法，包括：多个子阵列；每个子阵列包括：数字域部分，根据反馈信号对输入信号进行预失真处理，得到预失真信号；模拟域部分，包括：模拟波束成形网络、发射单元、近场反馈单元或远场反馈单元、反馈信号综合器；模拟波束成形网络对预失真信号进行处理；发射单元发射处理后的预失真信号；近场反馈单元或远场反馈单元接收发射单元的发射信号，生成接收信号；反馈信号综合器接收近场反馈单元或远场反馈单元的接收信号，得到反馈信号并发送给数字域部分。

Description

基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构

技术领域

本公开涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构及方法。

背景技术

由于频谱资源的不可再生性，在现代通信系统中，频谱资源是最紧张和稀缺的资源之一。近年来，随着科技水平和生活水平的不断进步，人们对通信容量和传输速率提出了更高的需求。为了在不增加频谱资源和天线发射功率的情况下，成倍提高系统的信道容量，充分利用空间资源的多输入多输出(MIMO)技术成为了目前4G移动通信的核心技术。在下一代(5G)移动通信系统中，将采用大规模MIMO技术以进一步扩大空间自由度，从而提高系统容量、频谱效率和传输速率。

功率放大器(PA)作为射频前端中最耗能的器件之一，它的性能优劣直接影响着整个发射机效率。在现代通信系统中，一般采用CDMA、OFDM等高阶调制方式，这些调制方式在提高频谱效率的同时，也产生了高峰均比(PAPR)问题。射频功放在放大非恒包络信号时，由于在信号功率动态范围内功放增益特性不一致，将在输出中叠加产生非线性失真，恶化通信质量。通常情况下，射频功放往往工作在饱和区附近以保证高效率的输出，此时功放带来的失真将更加严重，不仅恶化自身的通信质量，甚至会对邻近用户造成干扰。因此，必须采用有效的功放线性化技术以缓和效率和线性度的矛盾。

数字预失真(DPD)技术是目前基站中最常用的PA线性化技术，其结构如图1所示。基于精确的行为建模，DPD可以预测PA的非线性失真，并通过添加适当的校正信号来消除它们。在基本的DPD模块中，需要反馈回路采集功放的输出信号，并在基带数字域对传输信号进行处理。因此，应用传统DPD技术的最基本条件是数字通道数量和功放数量相同，能够保证预失真器、功放及反馈回路的一一对应关系。

在即将到来的5G时代，大规模MIMO技术将成为5G关键技术之一。综合考虑成本和系统效率，基于混合架构的大规模MIMO系统具有十分光明的应用前景。图2为基于混合架构的大规模MIMO系统架构示意图。在混合大规模MIMO阵列中，一路数字流对应一个模拟波束成形阵列，通过大规模天线阵列的高增益产生强定向性波束，实现空间复用。然而，在混合大规模MIMO系统中，数字预失真技术的应用面临着挑战——预失真器和反馈链路的配置问题。一方面，由于射频功放数量远大于数字信号流数，传统DPD技术中数字预失真器和功放的一一对应关系无法保证。为了解决这一问题，提出了波束定向数字预失真技术(BO-DPD)(参见X.Liu et al.，“Beam-Oriented Digital Predistortion for 5G Massive MIMOHybrid Beamforming Transmitters，”IEEE Trans.Microw.Theory Techn.，vol.66，no.7，pp.3419-3432，July 2018.)，针对子阵列波束方向的合成信号进行线性化。BO-DPD方案能够有效解决混合波束成形阵列中预失真器的配置问题，然而，该方案需要复杂的反馈链路和信号处理算法，如图3所示，BO-DPD方案需要为每个功放输出端配置反馈链路。在5G技术绿色、小型化、高集成度的要求下，在大规模MIMO阵列的设计中，射频功放和天线往往集成在同一芯片中，去掉功放和天线之间笨重的耦合器、隔离器已成定局。如何配置反馈链路是混合波束成形系统中DPD技术应用面临的另一挑战。

在目前的已发表文献中，针对混合大规模MIMO系统的数字预失真方案成果较少，并且都采用了复杂的为每个单元配置反馈或简单的配置个别单元反馈的方式，前者在实际系统难以实现，后者则由于无法采集所有功放的输出信息，造成非线性信息缺失而影响DPD算法性能。

公开内容

(一)要解决的技术问题

针对混合波束成形大规模MIMO系统中数字预失真方案的反馈实现问题，本公开提出了一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构及方法，根据阵列结构的对称性，利用少量反馈天线采集阵列功放的非线性信息，重建并线性化阵列主波束信号。

(二)技术方案

本公开提供了一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构，包括：多个子阵列；每个子阵列包括：

数字域部分，根据反馈信号对输入信号进行预失真处理，得到预失真信号；

模拟域部分，包括：模拟波束成形网络、发射单元、近场反馈单元或远场反馈单元、反馈信号综合器；

模拟波束成形网络对预失真信号进行处理；

发射单元发射处理后的预失真信号；

近场反馈单元或远场反馈单元接收发射单元的发射信号，生成接收信号；

反馈信号综合器接收近场反馈单元或远场反馈单元的接收信号，得到反馈信号并发送给数字域部分。

在本公开的实施例中，模拟域部分包括：N路天线单元，N路天线单元中的一路天线单元作为近场反馈单元，剩余N-1路天线单元作为发射单元。

在本公开的实施例中，通过控制模拟波束成形网络的权重；近场反馈单元的接收信号由N-1路发射单元的功率放大器的输出信号的同相叠加构成；

反馈信号综合器将近场反馈单元的接收信号作为反馈信号。

在本公开的实施例中，模拟域部分包括：N路天线单元，N路天线单元均作为发射单元，另设一路位于子阵列远场区的反馈单元，作为远场反馈单元。

在本公开的实施例中，远场反馈单元的接收信号由N路发射单元的功率放大器的输出信号的同相叠加构成；

反馈信号综合器将远场反馈单元的接收信号作为反馈信号。

在本公开的实施例中，模拟域部分包括：N路天线单元，N路天线单元中的位置对称的多路天线单元作为近场反馈单元，剩余的天线单元作为发射单元。

在本公开的实施例中，通过模拟波束成形网络调节各路发射单元功率放大器输入信号的相位，使每路近场反馈单元的接收信号为各路发射单元功率放大器的输出信号的同相叠加；

反馈信号综合器将各路近场反馈单元的接收信号相加，得到反馈信号。

在本公开的实施例中，模拟域部分包括：N路天线单元，N路天线单元均作为发射单元，另设多路位于子阵列远场区的反馈单元，作为远场反馈单元。

在本公开的实施例中，无需调节模拟波束成形网络使波束指向反馈单元；

反馈信号综合器将各路远场反馈单元的接收信号发给数字域部分的反馈信号处理与主波束信号近似处理器；

当各路反馈单元的接收信号的强度差异大时，反馈信号处理与主波束信号近似处理器将强度最大的一路反馈单元的接收信号近似为主波束信号，或将较大的若干路反馈单元的接收信号相加，相加结果近似为主波束信号；

当各路反馈单元的接收信号的强度相仿时，反馈信号处理与主波束信号近似处理器将各路反馈单元的接收信号相加，相加结果近似为主波束信号。

本公开还提供了一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真方法，包括：

数字域部分根据反馈信号对输入信号进行预失真处理，得到预失真信号；

模拟波束成形网络对预失真信号进行处理；

发射单元发射处理后的预失真信号；

近场反馈单元或远场反馈单元接收发射单元的发射信号，生成接收信号；

反馈信号综合器接收近场反馈单元或远场反馈单元的接收信号，得到反馈信号并发送给数字域部分。

(三)有益效果

本公开采用空域分集反馈的方式，进一步改进了波束定向数字预失真(BO-DPD)方案，具体表现为省略了每路功放输出端的复杂反馈链路，利用少数反馈单元可以耦合所需功放非线性信息。此外，对反馈信号进行简单的合成处理即可得到近似的主波束信号，无需现有BO-DPD方案中的主波束合成运算。

附图说明

图1为现有技术的数字预失真典型结构图。

图2为现有技术的基于混合波束成形结构的大规模MIMO阵列结构图。

图3为现有技术的波束定向数字预失真结构图。

图4为本公开的基于空域分集反馈的混合大规模MIMO阵列结构图。

图5(a)为近场反馈空域单一反馈配置图。

图5(b)为远场反馈空域单一反馈配置图。

图6(a)为近场反馈空域分集反馈配置图。

图6(b)为远场反馈空域分集反馈配置图。

图7(a)、图7(b)、图7(c)为三种反馈信号综合器的结构图。

图8(a)为HFSS电磁仿真天线阵列图，图8(b)为HFSS电磁仿真天线阵列的天线单元编号图。

具体实施方式

本公开针对混合大规模MIMO阵列中预失真反馈难配置的问题，提出了一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构及方法，与原始的BO-DPD方案相比，省略了每路功率放大器后配置的反馈链路，利用少量的反馈天线耦合阵列输出信息，对反馈信号进行简单的处理以近似主波束信号，实现针对子阵列的波束的线性化。

下面将结合实施例和实施例中的附图，对本公开实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

本公开第一实施例的一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构，如图4所示，子阵列1、…、子阵列i、…、子阵列p、…等多个子阵列。在混合大规模MIMO阵列中，每个子阵列通过模拟波束成形产生一个针对用户的定向性波束，各个子阵列的输入信号x₁(n)、...、x_i(n)、...、x_p(n)、...不相关。因此，每个子阵列可以等效成一个相控阵。预失真器针对每个子阵列配置，以线性化各自子阵列的发射信号。由天线阵列基本原理可知，阵列主波束信号为各路信号的同相叠加。在本实施例中，直接获得或通过计算得到近似的主波束信号是十分关键的一步。

在图4中，子阵列p包括：数字域部分和模拟域部分。

数字域部分包括：预失真器、预失真训练器、反馈信号处理与主波束信号近似处理器。

预失真器对输入信号x_p(n)进行预失真处理，得到预失真信号z(n)，预失真信号z(n)经发射链路发送给模拟域部分。

反馈信号处理与主波束信号近似处理器经反馈链路接收反馈信号y_F(n)，将反馈信号y_F(n)近似为主波束信号y_R(n)。

预失真训练器利用输入信号x_p(n)和主波束信号y_R(n)进行逆向建模，识别和更新预失真器，实现子阵列主波束信号的线性化。

模拟域部分包括：模拟波束成形网络、N路天线单元、反馈信号综合器。

模拟波束成形网络对一路预失真信号z(n)进行处理，输出N路信号s₁(n)、…、s_N(n)。

N路天线单元形成天线阵列。每路天线单元包括：功率放大器和天线。如图5(a)所示，其中，N路天线单元中的一路天线单元作为反馈单元，剩余N-1路天线单元作为发射单元。任意天线单元都可作为反馈单元，根据阵列特性和需要选择合适的单元即可。

N路信号s₁(n)、…、s_N(n)中的N-1路信号分别发送给N-1路发射单元，作为发射单元功率放大器的输入信号。功率放大器将输入信号放大后通过天线发射。

本实施例中，由于反馈单元位于阵列近场区，各路发射单元与反馈单元的距离差不可忽略，在子阵列中由于各路信号具有强相关性(仅存在相位差)，反馈单元接收的各路信号可能存在相位抵消的情况，导致反馈的各路功放输出信息不全。幸运的是，功放的行为特性主要受输入信号的幅度控制，与输入信号的相位基本无关，改变输入信号的相位不会对功放的非线性特性产生影响。因此，本实施例通过控制模拟波束成形网络权重，调节各路信号相位差，使得反馈单元接收到的信号是各路信号的同相叠加，从而在最大程度上保证反馈信息的完整度。

如果不考虑模拟波束成形网络，反馈单元的接收信号为

其中，为第p路发射单元到反馈单元的耦合系数，可通过阵列设计时的仿真，或者出厂测试提前得到；y_p为第p路发射单元的功率放大器的输出信号。

本实施例中，每路功放前配置一个移相器，组成了N路移相器组成模拟波束成形网络，对预失真信号z(n)进行处理。调节移相器的相位偏移量以改变各路发射单元功率放大器输入信号的相位，使第p路发射单元功率放大器的输入信号为由于该输入信号相位基本不会影响功率放大器的非线性，则对应的第p路发射单元功率放大器的输出信号为而非y_p，本实施例的反馈单元的接收信号为

由此可见，反馈单元的接收信号由各路发射单元功率放大器的输出信号的同相叠加构成。

反馈信号综合器接收反馈单元的接收信号，并将反馈单元的接收信号作为反馈信号y_F(n)，反馈信号y_F(n)经反馈链路发送至反馈信号处理与主波束信号近似处理器。

在图5(a)所示的近场反馈中，可保证各路发射单元功率放大器的输出信号到达反馈单元的相位相同，但由于上述各路输出信号到达反馈单元的路程差不可忽略，反馈单元接收到各路输出信号的强度是不同的。因此，该场景下反馈单元的接收信号与主波束信号不完全相同，可以等效为阵列副瓣信号。

本公开第二实施例基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构，为简要起见，与第一实施例相同或相似的特征不再赘述，以下仅重点描述其不同于第一实施例的特征。

如图5(b)所示，本实施例中，N路天线单元均为发射单元，另设一反馈单元。反馈单元位于子阵列外的远场区，反馈单元可配置在远场区任一点，可根据子阵列位置、子阵列特性为反馈单元选择合适的放置位置。设反馈单元位于发射阵列远场区某点，第p个发射单元到反馈单元的传输系数为由于反馈单元位于远场区，各发射单元到反馈单元的衰减值近似相同，则传输系数表示为设第p个发射单元的模拟波束成形系数为w_p，当反馈单元接收发射单元的信号时，控制各发射单元的馈电相位使则反馈单元接收到的信号为

此时子阵列的发射波束指向反馈单元，即反馈单元接收到的信号为各路发射单元功率放大器的输出信号的同相叠加。值得注意的是，在远场反馈环境下，传输系数的相位主要由阵列特性决定，因此移相系数w_p是便于提前设计的。例如，在均匀直线阵中，λ为载波波长，d为阵列单元间距，φ为发射单元与反馈单元位置的夹角。此时，可计算得到移相系数反馈信号综合器接收反馈单元的接收信号，并将反馈单元的接收信号作为反馈信号y_F(n)，反馈信号y_F(n)经反馈链路发送至反馈信号处理与主波束信号近似处理器。

本公开第三实施例基于空域分集反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构，为简要起见，与上述实施例相同或相似的特征不再赘述，以下仅重点描述其不同于上述实施例的特征。

在第一和第二实施例的空域单一反馈结构的基础上，本实施例提出了空域分集反馈结构，如图6(a)所示。N路天线单元中的多路天线单元作为反馈单元，剩余的天线单元作为发射单元。多路反馈单元对称设置于天线阵列中，如图6(a)所示的示例，在天线阵列的第一行第一列、第一行最后一列、最后一行第一列、以及最后一行最后一列的天线单元作为反馈单元。将各反馈单元的信号相加，以尽可能保证在各路反馈信号的相加信号中，各路发射信号的幅度相似。

天线阵列共包括N路天线单元，其中L路天线单元作为反馈单元，其余N-L路天线单元为发射单元。第p路发射单元到第k路反馈单元的耦合系数为

本实施例中，各路反馈单元分时接收信号。在第k路反馈单元工作的时隙内，控制各路发射单元功率放大器的输出信号的相位，使第k路反馈单元的接收信号仍是各路发射单元功率放大器的输出信号的同相叠加。即第k路反馈单元工作时，模拟波束成形网络调节各路发射单元功率放大器输入信号的相位，使第p路发射单元功率放大器的输入信号为此时该第k路反馈单元的接收信号为：

(4)

反馈信号综合器接收各路反馈单元的接收信号，并将各路反馈单元的接收信号相加，得到总反馈信号作为反馈信号y_F(n)，反馈信号y_F(n)经反馈链路发送至反馈信号处理与主波束信号近似处理器。其中，反馈信号y_F(n)表示为：

根据阵列几何结构，对称设计反馈单元位置(如在图6(a)中，选择方形阵列四个角落处的发射单元作为反馈单元)，使则反馈信号y_F(n)可以表示为

其中，为各路发射单元的功率放大器的输出信号的同相叠加。反馈信号处理与主波束信号近似处理器经反馈链路接收反馈信号y_F(n)，将反馈信号y_F(n)近似为主波束信号y_R(n)。

由此可见，本实施例通过设计反馈单元位置使总反馈信号中各路发射信号的幅度近似相同，则可以在不经过复杂运算的情况下直接获取主波束信息，此时总反馈信号和主波束信号仅相差一个系数，通过归一化可以消除。

本实施例中，反馈信号综合器采用图7(a)所示的结构。反馈信号综合器包括射频合路器，射频合路器将各路反馈单元的接收信号相加，通过一个反馈链路将反馈信号y_F(n)发送给反馈信号处理与主波束信号近似处理器。本实施例中，反馈信号综合器也可以采用图7(b)和图7(c)所示的结构。在图7(b)中，反馈信号综合器包括复用器，复用器依次将各路反馈单元的接收信号通过一个反馈链路发给反馈信号处理与主波束信号近似处理器。反馈信号处理与主波束信号近似处理器将各路反馈单元的接收信号相加，得到反馈信号y_F(n)。在图7(c)中，包括多个反馈链路，反馈信号综合器将各路反馈单元的接收信号通过各个反馈链路发给反馈信号处理与主波束信号近似处理器。反馈信号处理与主波束信号近似处理器将各路反馈单元的接收信号相加，得到反馈信号y_F(n)。

本公开第四实施例基于空域分集反馈的混合大规模MIMO阵列，为简要起见，与上述实施例相同或相似的特征不再赘述，以下仅重点描述其不同于上述实施例的特征。

本实施例中，N路天线单元均为发射单元，另设多路反馈单元，多路反馈单元位于子阵列外的远场区，如图6(b)所示。图6(b)的远场分集结构与图5(b)中的远场单一反馈方式相比，改进之处在于反馈接收时无需调节模拟波束成形网络使波束指向反馈单元。

该结构能够通过设计反馈单元的位置，在发射单元天线的波束方向变化时，也能保证各路反馈单元中有一路及以上接收到较强的辐射信号，从而保证采集到较为完整的阵列非线性信息。下面通过均匀直线阵的例子说明反馈单元位置设计方式。

设天线阵列为包括N路发射单元的均匀直线阵，设置两路反馈单元，分别位于与发射阵列夹角为φ₁和φ₂的远场区。当阵列波束方向为φ_m时，第p个发射单元的模拟波束成形系数为根据远场叠加性，则两个反馈单元接收的信号分别为

(3)

对于均匀直线阵的远场响应而言，同相叠加方向(主波束方向及副瓣方向)和相距最近的零陷方向信号的相位差为即其中表示主波束或者副瓣方向相位，为零陷方向叠加信号的相位；φ_null表示零陷方向，φ_s代表副瓣或主波束方位角，φ_m表示主波束方向；λ为载波波长，d为发射单元间距。显然，主波束方向和副瓣方向之间的角度差距与馈电相位差β无关。因此，当两个反馈单元与发射单元的角度满足时，能够保证无论波束方向指向何处，至少存在一路反馈单元能接收到较强的信号。

本实施例中，反馈信号综合器可采用图7(a)、7(b)和图7(c)所示的结构。在图7(a)中，反馈信号综合器包括射频合路器，将各路反馈单元的接收信号通过一个反馈链路发给反馈信号处理与主波束信号近似处理器。在图7(b)中，反馈信号综合器包括复用器，复用器依次将各路反馈单元的接收信号通过一个反馈链路发给反馈信号处理与主波束信号近似处理器。在图7(c)中，包括多个反馈链路，反馈信号综合器将各路反馈单元的接收信号通过各个反馈链路发给反馈信号处理与主波束信号近似处理器。

反馈信号处理与主波束信号近似处理器根据各路反馈单元的接收信号的强度，计算主波束信号。具体来说，

当各路反馈单元的接收信号的强度差异大时，将强度最大的一路反馈单元的接收信号近似为主波束信号，或将较大的几路反馈单元的接收信号相加，相加结果近似为主波束信号。

当各路反馈单元的接收信号的强度相仿时，将各路反馈单元的接收信号相加，相加结果近似为主波束信号。

本公开通过少量的反馈天线耦合阵列的发射信息，利用阵列和反馈单元的对称性恢复数字预失真线性化目标一一主波束信号，解决了混合波束成形阵列DPD方案的反馈配置问题。值得注意的是，本公开中的反馈天线位置可灵活配置，即它可以是发射阵列中的某几个单元，也可以在空间中另行架设配置。

本公开实施例提供了一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真方法，包括以下步骤：

数字域部分根据反馈信号对输入信号进行预失真处理，得到预失真信号；

模拟波束成形网络对预失真信号进行处理；

发射单元发射处理后的预失真信号；

近场反馈单元或远场反馈单元接收发射单元的发射信号，生成接收信号；

反馈信号综合器接收近场反馈单元或远场反馈单元的接收信号，得到反馈信号并发送给数字域部分。

当N路天线单元中的一路天线单元作为近场反馈单元，剩余N-1路天线单元作为发射单元时，控制模拟波束成形网络的权重，近场反馈单元的接收信号由N-1路发射单元的功率放大器的输出信号的同相叠加构成，反馈信号综合器将近场反馈单元的接收信号作为反馈信号。

当N路天线单元均作为发射单元，另设一路位于子阵列远场区的反馈单元，作为远场反馈单元时，远场反馈单元的接收信号由N路发射单元的功率放大器的输出信号的同相叠加构成；反馈信号综合器将远场反馈单元的接收信号作为反馈信号。

当N路天线单元中的位置对称的多路天线单元作为近场反馈单元，剩余的天线单元作为发射单元时，通过模拟波束成形网络调节各路发射单元功率放大器输入信号的相位，使每路近场反馈单元的接收信号为各路发射单元功率放大器的输出信号的同相叠加；反馈信号综合器将各路近场反馈单元的接收信号相加，得到反馈信号。

当N路天线单元均作为发射单元，另设多路位于子阵列远场区的反馈单元，作为远场反馈单元时，无需调节模拟波束成形网络使波束指向反馈单元；反馈信号综合器将各路远场反馈单元的接收信号发给数字域部分的反馈信号处理与主波束信号近似处理器；当各路反馈单元的接收信号的强度差异大时，反馈信号处理与主波束信号近似处理器将强度最大的一路反馈单元的接收信号近似为主波束信号，或将较大的若干路反馈单元的接收信号相加，相加结果近似为主波束信号；当各路反馈单元的接收信号的强度相仿时，反馈信号处理与主波束信号近似处理器将各路反馈单元的接收信号相加，相加结果近似为主波束信号。

以下通过仿真及实验验证显示本公开技术方案的效果。

1)64单元阵列仿真

图8(a)为HFSS电磁仿真天线阵列，图8(b)显示了天线单元编号。针对图5(a)和图6(a)所示的近场空域反馈结构，本公开进行了基于HFSS电磁仿真平台及MATLAB平台的联合仿真验证，单元间距λ/2(半波长)，中心频率3.5GHz。仿真信号为10MHz带宽LTE信号，功放模型为基于GaN Doherty功放提取的64个不同行为模型。表1和表2是选择不同反馈单元时，得到的总反馈信号和主波束信号的相似程度，以及预失真性能。仿真结果说明了近场空域反馈的有效性，分集反馈的性能优于单一反馈。

表1近场空域单一反馈仿真性能

表2近场空域分集反馈仿真性能

2)4单元阵列实验验证

针对图5(b)和图6(b)所示的远场空域反馈结构，搭建了4通道测试平台。单元间距15cm，中心频率3.5GHz，测试信号为20MHz带宽64QAM调制信号，被测功放为4个GaN ClassAB功放。表3和表4不同波束方向时观察到的预失真性能，即主波束信号线性度。测试结果验证了远场空域反馈的有效性，且说明了分集反馈的方案性能优于单一反馈方案的性能。

表3主波束方向为90°时观察的主波束线性度

表4主波束方向为79°时观察的主波束线性度

需要说明的是，在附图或说明书正文中，未绘示或描述的实现方式，均为所属技术领域中普通技术人员所知的形式，并未进行详细说明。此外，上述对各元件的定义并不仅限于实施例中提到的各种具体结构、形状或方式，本领域普通技术人员可对其进行简单地更改或替换，例如：

(1)实施例中提到的方向用语，例如“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”等，仅是参考附图的方向，并非用来限制本公开的保护范围；

(2)上述实施例可基于设计及可靠度的考虑，彼此混合搭配使用或与其他实施例混合搭配使用，即不同实施例中的技术特征可以自由组合形成更多的实施例。

以上所述的具体实施例，对本公开的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本公开的具体实施例而已，并不用于限制本公开，凡在本公开的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真结构，包括：多个子阵列；每个子阵列包括：

数字域部分，根据反馈信号对输入信号进行预失真处理，得到预失真信号；

模拟域部分，包括：模拟波束成形网络、发射单元、近场反馈单元或远场反馈单元、反馈信号综合器；

模拟波束成形网络对预失真信号进行处理；

发射单元发射处理后的预失真信号；

近场反馈单元或远场反馈单元接收发射单元的发射信号，生成接收信号；

反馈信号综合器接收近场反馈单元或远场反馈单元的接收信号，得到反馈信号并发送给数字域部分。

2.如权利要求1所述的数字预失真结构，模拟域部分包括：N路天线单元，N路天线单元中的一路天线单元作为近场反馈单元，剩余N-1路天线单元作为发射单元。

3.如权利要求2所述的数字预失真结构，通过控制模拟波束成形网络的权重；近场反馈单元的接收信号由N-1路发射单元的功率放大器的输出信号的同相叠加构成；

反馈信号综合器将近场反馈单元的接收信号作为反馈信号。

4.如权利要求1所述的数字预失真结构，模拟域部分包括：N路天线单元，N路天线单元均作为发射单元，另设一路位于子阵列远场区的反馈单元，作为远场反馈单元。

5.如权利要求4所述的数字预失真结构，远场反馈单元的接收信号由N路发射单元的功率放大器的输出信号的同相叠加构成；

反馈信号综合器将远场反馈单元的接收信号作为反馈信号。

6.如权利要求1所述的数字预失真结构，模拟域部分包括：N路天线单元，N路天线单元中的位置对称的多路天线单元作为近场反馈单元，剩余的天线单元作为发射单元。

7.如权利要求6所述的数字预失真结构，通过模拟波束成形网络调节各路发射单元功率放大器输入信号的相位，使每路近场反馈单元的接收信号为各路发射单元功率放大器的输出信号的同相叠加；

反馈信号综合器将各路近场反馈单元的接收信号相加，得到反馈信号。

8.如权利要求1所述的数字预失真结构，模拟域部分包括：N路天线单元，N路天线单元均作为发射单元，另设多路位于子阵列远场区的反馈单元，作为远场反馈单元。

9.如权利要求6所述的数字预失真结构，无需调节模拟波束成形网络使波束指向反馈单元；

反馈信号综合器将各路远场反馈单元的接收信号发给数字域部分的反馈信号处理与主波束信号近似处理器；

当各路反馈单元的接收信号的强度差异大时，反馈信号处理与主波束信号近似处理器将强度最大的一路反馈单元的接收信号近似为主波束信号，或将较大的若干路反馈单元的接收信号相加，相加结果近似为主波束信号；

当各路反馈单元的接收信号的强度相仿时，反馈信号处理与主波束信号近似处理器将各路反馈单元的接收信号相加，相加结果近似为主波束信号。

10.一种基于空域反馈的面向混合大规模MIMO阵列的数字预失真方法，包括：

数字域部分根据反馈信号对输入信号进行预失真处理，得到预失真信号；

模拟波束成形网络对预失真信号进行处理；

发射单元发射处理后的预失真信号；

近场反馈单元或远场反馈单元接收发射单元的发射信号，生成接收信号；

反馈信号综合器接收近场反馈单元或远场反馈单元的接收信号，得到反馈信号并发送给数字域部分。