CN110176891A - 用于控制电机的电流的控制方法、系统和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种用于驱动电机的电机驱动系统的电流调节器。电流调节器包括具有应用于电流调节器的虚拟阻尼电阻值的可调阻尼模块。虚拟阻尼电阻值随采样频率的变化而调整。控制器可以通过确定自电流调节器的前一个执行周期以来采样频率是否发生变化来控制电流调节器，并且当采样频率自前一个执行周期以来发生变化时，控制器可以以采样频率函数而修改阻尼值，以允许阻尼值随采样频率的变化而变化。阻尼值具有在修改阻尼值后应用于电流调节器的新虚拟阻尼电阻值。之后，控制器可以根据修改的阻尼值执行电流调节器以产生电压指令。

Description

用于控制电机的电流的控制方法、系统和装置
技术领域
本发明通常涉及用于包括交流(AC)电机在内的多相系统的操作控制技术，更具体地涉及用于控制电机的电流的控制方法、系统和装置。
背景技术
如今电机被广泛地应用于各种领域。例如，混合动力/电动汽车(HEV)通常具有一种包括多相交流(AC)电动机的电力牵引驱动系统，该电动机由具有直流(DC)电源的电源转换器(如蓄电池)驱动。交流电动机的电动机绕组可耦合到逆变器模块(PIM)的逆变器子模块。每个逆变器子模块包括一对开关，这些开关以互补方式切换以执行快速切换功能，以将直流电源转换为交流电源。交流电源驱动交流电机，反过来驱动混合动力汽车的传动系统的一个轴。例如，一些传统的混合动力汽车使用两个三相脉宽调制(PWM)逆变器模块和两个三相交流电机(例如交流电机)，每个电机由其耦合的三相脉宽调制逆变器模块中的一个驱动。
在这种多相系统中，同步帧电流调节器通常用于交流电机(例如三相电动机)的电流控制。通过在较宽的频率范围内提供动态控制，同步帧电流调节器应用于许多工业领域。在传统电流调节器的数字化实现中，随着采样频率与交流电机基频或同步频率之比的降低，这些电流调节器的稳定性趋于降低。例如，数字化实现的延迟、使用脉宽调制(PWM)合成电压中的分谐波增加等，均会导致不稳定。高极数电动机有助于在有限体积内产生高扭矩，特别是应用于混合动力汽车(例如油电混合动力汽车等)中。增加的极数通常会增加与交流电机相关的基频，而与电流调节相关的切换和采样频率通常由于切换电源设备和处理器输出的限制而受限。通常，在最大速度下，采样频率与基频的比率fsamp/ffund可以非常小(例如小于10)。当该比率小于10时，离散时域控制器可能对同步帧电流调节器有足够显著的影响。此外，与电流调节器相关联的内电流环可能由于数字延时而引起不稳定。当该比率小于二十一(21)时，与异步脉宽调制相关的分谐波变得明显。
一些电流调节器在某些操作条件下表现更好，而另一些则在其他操作条件下表现更好。一些电流调节器使用虚拟阻尼电阻以降低参数的灵敏度和提高系统的抗干扰能力，通常被描述为增加驱动系统的刚度。在此类电流调节器中，虚拟阻尼电阻被设置为一个恒定值。该方法的一个缺点是可达到的最大虚拟阻尼电阻在一定程度上受到电流调节器观测到的最小采样频率条件的限制。
因此，希望提供控制交流电机以在广泛的电机操作条件下稳定电流调节的方法和系统。还需要提供在不同操作条件下能够修改的电流调节器架构，以使所用电流调节器拓扑在当前操作条件下表现良好。此外，最好提供能够在采样频率变化的情况下运行的交流电机的电流调节方法和系统。此外，本发明的其他可取特点和特征将于下文的详细描述和附录的权利要求中说明，并与附图以及上述技术领域和背景相结合。
发明内容
根据本发明的一些实施例，提供一种用于驱动电机的电机驱动系统的电流调节器。所述电流调节器包括一种具有虚拟阻尼电阻值的可调阻尼模块，虚拟阻尼电阻被应用于所述电流调节器。虚拟阻尼电阻值随采样频率的函数而调整。控制器可以通过确定自电流调节器的前一个执行周期以来采样频率是否发生变化来控制电流调节器，并且当采样频率自前一个执行周期以来发生变化时，控制器可以以采样频率的函数而修改阻尼值，以允许阻尼值随采样频率的变化而变化。在修改阻尼值后，该阻尼值具有一个应用于电流调节器的新虚拟阻尼电阻值。之后，控制器可以根据修改的阻尼值执行电流调节器，以产生电压指令。
在一个实施例中，控制器可以存储之前的阻尼值，即在电流调节器的前一个执行周期中应用的前虚拟阻尼电阻值，根据电流调节器的电流执行周期期间的采样频率确定修改的阻尼值，并根据修改的阻尼值与前阻尼值之间的差值计算阻尼值的变化。修改的阻尼值是基于新采样频率的新虚拟阻尼电阻值，而阻尼值的变化是根据新虚拟阻尼电阻值与虚拟阻尼电阻的前一值之间的差值而产生的虚拟阻尼电阻的变化。
在一个实施例中，所述电流调节器包括积分器，在执行电流调节器之前，控制器可以在更新虚拟阻尼电阻时重新初始化由电流调节器的积分器生成的积分项。在一个实施例中，在向产生积分项的积分器提供电流误差值之前，电流调节器可以生成电流误差值并将增益应用到电流误差值。每个电流误差值根据电机的电流指令值和定子电流值之间的差值来确定。在一个实施例中，根据修正的阻尼值和积分器生成的积分项的更新值，电流调节器可以通过将每个值设置为当前确定值来为电流执行周期产生电压指令。
在一个实施例中，可以在车辆内运行包括电流调节器的电机和电机驱动系统。
在一个实施例中，控制器可以使用一种方法来控制电流调节器。根据该方法，控制器可以确定自电流调节器的前一个执行周期以来采样频率是否发生变化。当采样频率自前一个执行周期以来发生变化时，控制器可以以采样频率的函数而修改电流调节器的阻尼值，以允许阻尼值随采样频率的变化而变化，从而使阻尼值具有一个在修改后应用于电流调节器的新虚拟阻尼电阻值。之后，控制器执行电流调节器以根据修改的阻尼值产生电压指令。控制器可以以随采样频率函数更新和设置阻尼值来修改电流调节器的阻尼值。例如，在一个实施例中，控制器可以使用一个方程式计算新虚拟阻尼电阻值，在另一个实施例中，控制器可以通过一个查找表来确定新虚拟阻尼电阻值。
在一个实施例中，控制器可以存储之前的阻尼值，即在电流调节器的前一个执行周期中应用的前虚拟阻尼电阻值；根据电流调节器的电流执行周期期间的采样频率确定修改的阻尼值；以及根据修改的阻尼值与前阻尼值之间的差值计算阻尼值的变化。修改的阻尼值是基于新采样频率的新虚拟阻尼电阻值，而阻尼值的变化是根据新虚拟阻尼电阻值与前虚拟阻尼电阻值之间的差值而产生的虚拟阻尼电阻的变化。
在一个实施例中，电流调节器可以生成电流误差值，并在向电流调节器的积分器提供电流误差值之前将增益应用到电流误差值。每个电流误差值根据电机的电流指令值和定子电流值之间的差值来确定。在一个实施例中，在电流调节器的电流执行周期期间执行电流调节器之前，当虚拟阻尼电阻被更新时，控制器可以重新初始化由电流调节器的积分器产生的积分项。例如，控制器可以重新初始化积分器在过渡期间生成的积分项，以避免当前阻尼值被更新到修改的阻尼值时产生干扰电压。在一个实施例中，控制器可以使用由积分器生成的积分项的修改阻尼值和更新值来执行电流调节器，方法是将每个值设置为当前确定值以生成电流调节器的电流执行周期的电压指令。
附图说明
在下文中将结合下列附图描述示例性实施例，其中，数字表示元件，其中：
图1表示可以执行本发明实施例的车辆的非限制示例。
图2表示根据各种实施例的矢量控制电机驱动系统的示例框图。
图3表示电机驱动系统的部分框图，其中包括连接到三相交流电动机的三相电压源逆变器模块。
图4A和4B表示根据本发明实施例执行的电流调节器的框图。
图5表示根据本发明实施例可应用于图4A和4B的电流调节器的控制方法的流程图。
图6表示根据本发明实施例，当速度大于第一速度阈值(ω2)时，将电流调节器配置为图4A所示的第一操作模式下工作，或者在速度低于第二速度阈值(ω1)时，将电流调节器配置为图4B所示的第二操作模式下工作。
图7表示根据本发明实施例执行的另一种电流调节器的框图。
图8表示根据本发明实施例可应用在图7的电流调节器上的另一种控制方法的流程图。
图9表示根据图7和图8所示实施例，示出虚拟阻尼电阻(Rdamp)作为采样频率(FS)的函数而变化。
具体实施方式
以下的具体实施方式仅为示范，而非为了限制应用和使用。进一步地，本发明不受上述技术领域、背景技术、发明内容或以下具体实施方式中提出的任何明示或暗示理论的约束。本发明使用的术语“模块”指单独或以任何组合方式执行的任何硬件、软件、固件、电子控制组件、处理逻辑和/或处理器设备，包括但不限于：专用集成电路(ASIC)、电子电路、执行一个或多个软件或固件程序的处理器(共享、专用或分组)和存储器，组合逻辑电路和/或提供所述功能的其他适当部件。
本说明书根据功能和/或逻辑块组件和各种处理步骤来描述本发明的实施例。应当认识到，这种块组件可以通过配置成执行指定功能的任意数量的硬件、软件和/或固件组件来实施。例如，本发明的实施例可以使用各种集成电路部件，例如存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查找表等，它们可以在一个或多个微处理器或其他控制设备的控制下执行各种功能。此外，本领域的技术人员将认识到，本发明的实施例可以与任意数量的系统结合，并且本说明书描述的系统只是本发明的示例性实施例。
为了简洁起见，与系统的信号处理、数据传输、信号传递、控制和其他功能方面(以及系统的单个操作组件)有关的传统技术可能不会在本说明书中列出具体实施方式。进一步地，本发明所包含的各种附图所示连接线旨在表示各元件之间的示例功能关系和/或物理耦合。应当注意到，在本发明的一个实施例中可能存在许多可选择的或附加的功能关系或物理连接。
本发明使用的术语“示例性”指“作为示例、实例或说明”。以下具体实施方式只是示范性的，并未限制本发明或本发明的应用和使用。在本发明中描述为“示例性”的任何实施例不一定被解释为优于其他实施例的优选或有利的实施例。本具体实施方式中描述的所有实施例均为示例性实施例，其目的为使本领域的技术人员能够进行或使用本发明而不限制由权利要求定义的本发明的范围。进一步地，本发明不受上述技术领域、背景技术、发明内容或以下具体实施方式中提出的任何明示或暗示理论的约束。
在具体实施方式符合本发明的实施例之前，应该注意到，实施例主要属于与多相系统的控制操作相关的方法步骤结合设备组件。应该认识到，可以使用硬件、软件或二者组合来实施本说明书描述的本发明实施例。本发明描述的控制电路可以包括各种组件、模块、电路和其他逻辑，它们可以使用模拟和/或数字电路的组合、离散或集成模拟或数字电路或其组合来实施。本发明使用的术语“模块”是指用于执行任务的设备、电路、电气组件和/或基于软件的组件。在某些实施中，在执行部分或全部控制逻辑时，可以使用一个或多个专用集成电路(ASIC)、一个或多个微处理器和/或一个或多个基于数字信号处理器(DSP)的电路来实施本发明描述的控制电路。应该认识到，如本说明书所述，本发明的实施例可以包括一个或多个常规处理器和唯一存储程序指令，这些指令控制一个或多个处理器并结合某些非处理器电路以实施用于控制多相系统操作的部分、大部分或全部功能。因此，这些功能可以解释为用于控制多相系统操作的方法的步骤。或者，一些或所有功能可以由无存储程序指令的状态机执行或者在一个或多个专用集成电路(ASIC)中执行，其中每个功能或某些功能的组合作为自定义逻辑来执行。当然，可以采用这两种方法的组合。因此，本发明将描述用于这些功能的方法和装置。进一步地，可以预计到，尽管可能做出重大努力和许多设计选择，例如在可用时间、当前技术和经济考虑的驱动下，在本发明创造的概念和原则的指导下，通过一个普通技术也能很容易地制作此类软件指令和程序以及集成电路。
概述
一些电流调节器在某些操作条件下表现更好，而另一些则在其他操作条件下表现更好。例如，状态反馈解耦(SFbD)在高加速条件下(如车辆抖动、传动系统共振、车轮滑移)和考虑离散控制效果时表现良好。相反，复矢量电流调节器(CVCR)在低和中加速条件下运行时表现良好，但跨越了非常广泛的速度范围，包括过调制的高速和六步控制操作条件。本发明实施例提供一种电流调节器架构，该架构可以改变以允许在基于特定电流调节器拓扑执行最佳的操作条件下使用多个不同的电流调节器拓扑。本发明实施例允许基于速度(例如电机速度或电基频)选择适当的电流调节器配置，然后在设定的速度断点处立即平稳地在状态反馈解耦(SFbD)电流调节器配置和复矢量电流调节器配置之间过渡。本发明实施例可以利用每个电流调节器配置，其中最有利于在高加速度条件下改进电流控制而不会降低过调制和六步操作区域中的性能。
在一个实施例中，提供一种用于驱动电机的电机驱动系统的电流调节器。电流调节器可配置为根据电机(或其他机器或驱动状态)的同步速度在第一配置或第二配置中工作。控制器可以通过基于电机的同步速度选择电流调节器的第一配置或电流调节器的第二配置作为当前活动配置来配置电流调节器的操作模式，然后可以根据当前活动配置执行电流调节器。电流调节器的第一配置包括第一组元件和交叉耦合增益块，而电流调节器的第二配置可以包括无交叉耦合增益块的第一组元件。第一组元件可以根据执行的不同而变化，但通常可以包括：求和连接、积分器和增益块。在一个实施例中，电流调节器在第一配置中被配置为作为复矢量电流调节器工作，而在第二配置中被配置为作为状态反馈解耦(SFbD)电流调节器工作。
本发明的实施例涉及用于控制在诸如混合动力/电动汽车(HEV)的操作环境中执行多相系统的操作的方法、系统和装置。本发明的实施例涉及用于电流调节器的方法、系统和设备。在现在将要描述的示例性实施中，控制技术和工艺将被描述为应用于混合动力/电动汽车。然而，技术人员将认识到，相同或类似的技术和工艺可以应用于其他可以控制多相系统操作的系统。在这方面，本发明所创造的任何概念均可以普遍适用于“车辆”，本发明所使用的“车辆”一词广义上是指具有交流电机的非生物运输机构。此外，“车辆”一词不限于汽油或柴油等任何具体推进技术。确切地说，车辆还包括混合动力汽车、电池电动汽车、氢汽车和使用各种其他替代燃料的车辆。
本发明所使用的“交流(AC)电机”通常是指“将电能转换为机械能的设备或装置，反之亦然。”交流电机一般可分为同步交流电机和异步交流电机。同步交流电机可以包括永磁电机和磁阻电机。永磁电机包括表贴式永磁电机(SMPMM)和内置式永磁电机(IPMM)。虽然交流电机可以是交流电动机(例如，用于将输入端的交流电能或功率转换以产生机械能或功率的设备)，但交流电机不限于交流电动机，还可以包括用于将其原动机上的机械能或功率转换为其输出时的交流电能或功率的发电机。任何一台电机均可以为交流电动机或交流发电机。交流电动机是由交流电驱动的电动机。在某些实施中，交流电动机包括外部静止定子，其线圈提供交流电以产生旋转磁场，以及附着在输出轴上的由旋转磁场给予扭矩的内部转子。
图1表示可以执行本发明实施例的车辆或汽车1的一个非限制性示例。汽车1包括驱动轴12、车身14、四个车轮16和电子控制系统18。车身14被设置在底盘上，并且基本上包裹住汽车1的其他部件。车身14和底盘可以共同形成车架。四个车轮16分别旋转地连接到车身14的相应四个角附近的底盘上。
汽车1可以是多种不同类型汽车中的任何一种，例如轿车、货车、卡车或运动型多用途车(SUV)，也可以是双轮驱动(2WD)(即后轮驱动或前轮驱动)、四轮驱动(4WD)、或者全轮驱动(AWD)。汽车1还可以包含多种不同类型电动机的任何一种或多种组合，例如汽油或柴油电动机、“混合燃料车”(FFV)电动机(即使用汽油和酒精混合物)、气体化合物(例如，氢和天然气)燃料电动机、燃烧/电动混合电动机以及电动机。
在图1所示的示例性实施例中，汽车1还包括电动机20(即电动机/发电机、牵引电动机等)、能源22、24和电源逆变器组件10。如图1所示，电动机20还可以包括集成在其中的传动装置，使得电动机20和传动装置通过一个或多个半轴30机械耦合到至少部分车轮16。
如图所示，能源22、24处于可操作通信和/或电耦合到电子控制系统18和电源逆变器组件10的状态。虽然没有图示，但能源22、24可以根据实施例而变化，并且可以是相同或不同类型。在一个或多个实施例中，能源22、24可各自包括电池、燃料电池、超级电容器或另一适当的电压电源。电池可以是适用于所需应用的任何类型的电池，如铅酸电池、锂离子电池、镍金属电池或另一种可充电电池。超级电容器可包括超级电容器、电化学双层电容器或适用于所需应用的任何其他高能量密度电化学电容器。
电动机20可以是包括绕组的多相交流电动机，其中每个绕组对应于电动机20的一个相位，以下将描述更具体地实施方式。虽然无图示，但本领域的经验丰富的技术人员应该认识到，电动机20可以包括定子组件(包括线圈)、转子组件(例如，包括铁磁芯)和冷却液(即冷却剂)。电机20可以是感应电动机、永磁电动机、同步磁阻电动机或任何适用于所需应用的类型。
图2表示根据本发明实施例的矢量控制电动机驱动系统100的一个示例框图。系统100通过与三相交流电机120耦合的三相脉宽调制逆变器模块110来控制三相交流电机120，从而使三相交流电机120能够通过调整控制三相交流电机120的电流指令而有效地使用提供给三相脉宽调制逆变器模块110的直流输入电压(Vdc)。三相交流电机120可用作图1中的电动机20。在一个特定实施中，矢量控制电动机驱动系统100可用于控制混合动力汽车中的扭矩。
在以下对一种特定非限制实施的描述中，三相交流电机120被描述为三相交流动力电动机120，具体指三相永磁同步交流动力电动机(或广义上称为电动机120)；然而，应该认识到，所示实施例仅为本发明实施例可应用于交流电机类型的一个非限制性示例，而且本发明实施例还可应用于包含较少或较多相位的任何类型的多相交流电机。
三相交流电机120通过三个逆变极耦合到三相脉宽调制逆变器模块110，并根据从脉宽调制逆变器模块110接收的三相正弦电流信号产生机械功率(扭矩X速度)。在某些实施中，使用位置传感器(未图示)测量三相交流电机120的转子(θr)的角位置或“轴位置”，而在其他实施中，通过使用无传感器的位置估计技术，可以不使用位置传感器来估计三相交流电机120的转子(θr)的角位置。
在描述系统100的操作具体实施方式之前，将参照图3所示关于三相电压源型逆变器110的一个示例性实施的更具体的实施方式(包括其连接到三相交流电动机120的方式)。
图3表示电动机驱动系统的部分框图，其中包括连接到三相交流电动机120的三相电压源型逆变器110。应该注意的是，图2中的三相电压源型逆变器110和三相电动机120不限于此实施；确切地说，图3只是图2中三相电压源型逆变器110和三相电动机120在一个特定实施例中的具体实施方式的一个示例。
如图3所示，三相交流电动机120有三个定子或电动机绕组120a、120b、120c分别连接到电动机端子A、B、C，三相脉宽调制逆变模块110包括一个电容器270和三个逆变器子模块115-117。在该具体实施例中，在相位A中，逆变器子模块115耦合到电动机绕组120a，在相位B中，逆变器子模块116耦合到电动机绕组120b，在相位C中，逆变器子模块117耦合到电动机绕组120c。电流双向进出所有电动机绕组120。
所产生的相位或定子电流(Ias-Ics)122、123、124流经各自的定子绕组120a-c。通过每个定子绕组120a-120c的相电压分别称为VAN、VBN、VCN，在每个定子绕组120a-120c中产生的反电动势(EMF)电压分别表示为由理想电压电源产生的电压Ea、Eb、Ec，每个电压分别与定子绕组120a-120c串联。众所周知，这些反电动势电压Ea、Eb、Ec是由转子磁场旋转在各自的定子绕组120a-120c中产生的电压。虽然未图示，但电动机120耦合到一个传动轴。
逆变器110包括一个电容器270、一个由双开关272/273和274/275组成的第一逆变子模块115、由双开关276/277和278/279组成的第二逆变器子模块116以及由双开关280/281和282/283组成的第三逆变器子模块117。因此，逆变器110具有6个固态可控开关器件272、274、276、278、280、282和6个二极管273、275、277、279、281、283，以适当地切换直流电压(VDC)并提供三相交流电动机120的定子绕组120a、120b、120c的三相通电。
高级电动机控制器112可以从电动机120接收电动机指令信号和电动机操作信号并产生控制信号，用于控制逆变器子模块115-117中的固态开关设备的开关272、274、276、278、280、282。通过向各个逆变器子模块115-117提供适当的控制信号，控制器112控制逆变器子模块115-117内的固态开关设备的开关272、274、276、278、280、282，从而控制分别提供给电动机绕组120a-120c的逆变器子模块115-117的输出。由三相逆变模块110的逆变子模块115-117产生的定子电流(Ias…Ics)122-124被提供给电动机绕组120a、120b、120c。VAN、VBN、VCN和节点N处的电压随时间而波动，这取决于逆变器模块110的逆变子模块115-117中的开关272、274、276、278、280、282的开/关状态，如下所述。
再次参考图2，矢量控制电动机驱动系统100包括扭矩-电流映射模块140、同步(SYNC.)帧电流调节器模块170、同步-静态(SYNC.-TO-STAT.)转换模块102、αβ参考帧-abc参考帧(αβ-to-abc)转换模块106、脉宽调制模块108、三相脉宽调制逆变器110、abc参考帧-αβ参考帧(abc-to-αβ)转换模块127以及静态-同步(STAT.-TO-SYNC.)转换模块130。
扭矩-电流映射模块140接收基于转子/轴位置输出(ωr)121的导数而产生的轴的扭矩指令信号(Te*)136、角转度(θr)138以及依赖于实施的可能的各种其他系统参数。扭矩-电流映射模块140使用这些输入产生d轴电流指令(Id*)142和q轴电流指令(Iq*)144，这将使电动机120以电动机转速(ωr)138产生指令扭矩(Te*)。具体地，扭矩-电流映射模块140使用输入将扭矩指令信号(Te*)136映射到d轴电流指令信号(Id*)142和q轴电流指令信号(Iq*)144。同步参考帧d轴和q轴电流指令信号(Id*、Iq*)142、144是在稳态运行期间具有时间函数的恒定值的直流指令。
块127、130共同构成一个可将交流信号(例如三相正弦定子电流)转换为直流笛卡儿信号(例如d轴同步帧定子电流和q轴同步帧定子电流)供电流调节器170使用的反向转换模块。在一个实施例中，检测器(未图示)可耦合到交流电动机120，以抽取交流信号并向电流调节器170(和其他高级控制器)提供这些和其他测量参数(例如，从各种系统输出)。例如，检测器可测量交流电动机120的供电电位(例如电池电位或直流母线电压(Vdc))、相电流或定子电流、电机转速(ωr)138、交流电动机120的转子相角(θr)121等。
在一个实施例中，abc-αβ转换模块127接收从电动机120反馈回来的被测的三相静态参考帧反馈定子电流(Ias…Ics)122-124。abc-αβ转换模块127使用这些三相静态参考帧反馈定子电流122-124来执行abc参考帧-αβ参考帧转换，以将三相静态参考帧反馈定子电流122-124转换为静态参考帧反馈定子电流(Iα、Iβ)128、129。abc-αβ转换在本领域是众所周知的，为了简洁起见，将不会详细描述。静态-同步转换模块130接收静态参考帧反馈定子电流(Iα、Iβ)128、129和转子角位置(θr)121，并产生(例如，处理或转换)这些静态参考帧反馈定子电流(Iα、Iβ)128、129，以生成同步参考帧d轴电流信号(Id)132和同步参考帧q轴电流信号(Iq)134。静态-同步转换过程在本领域是众所周知的，为了简洁起见，将不会详细描述。
高级控制器112执行一个或多个程序(例如，为预定的控制参数优化指令电流)，以确定通过电流调节器170控制交流电动机120的操作输入(例如，修改的指令电流、指令电压、扭矩指令等)。此外，高级控制器可以执行逻辑来控制电流调节器170，详见图4A至图9。
控制器112的一个或多个部件可以包括软件或固件、硬件(例如专用集成电路(ASIC)、电子电路、执行一个或多个软件或固件程序的处理器(共享、专用或分组)和存储器、组合逻辑电路和/或其他适当部件或其组合。在一个实施例中，控制器112被划分为与一个或多个控制器操作相关联的一个或多个处理模块。例如，电流调节器170可成为这些处理模块之一。虽然未图示，但控制器112可以包括附加模块，例如一个指令电流源、一个扭矩模块、一个弱磁电压控制模块、一个过调制模块等。此外，控制器112的一个或多个处理模块以及控制器112的一个或多个操作可以作为驱动系统100的单独组件来体现，或者与驱动系统100的另一个组件结合。
通常，电流调节器170产生指令电压，并通过块102、106、108将指令电压提供给逆变器110，这些块共同构成转换模块。电流调节器170在稳态时产生直流电(DC)笛卡儿指令电压(例如d轴同步帧指令电压和q轴同步帧指令电压)。转换模块102、106、108将直流电指令电压转换为三相交流指令电压(例如，第一相指令电压(vas*)、第二相指令电压(vbs*)和第三相指令电压(Vcs*)，并将三相交流指令电压提供给逆变器110。
在一个实施例中，电流调节器170利用多个输入以产生d轴和q轴指令电压172、174。例如，电流调节器170可以使用控制器112提供的电流信号132、134(d轴和q轴同步帧定子电流)、指令电流142、144和解耦电压(如图2所示)，以产生d轴和q轴指令电压172、174。例如，控制器112可以从存储在控制器112的存储器中的指令电流表140中检索指令电流。所述指令电流表优选地针对一个或多个预设控制参数(例如，系统效率)进行优化，并且可以从用于优化所需控制参数的任意数量的模型导出。此外，可以基于交流电动机120的电压和电流限制预设指令电流表，使得指令电流源将适当数量的d轴和q轴电流应用到交流电动机120以产生所需扭矩(例如，高效率)并保持电流调节稳定性。可根据供电电压或在线计算预设逆变器电压限值，前馈项可由控制器112根据d轴和q轴同步帧定子电流、电动机转速和电动机参数确定。
在本实施例中，同步帧电流调节器模块170接收同步参考帧d轴电流信号(Id)132、同步参考帧q轴电流信号(Iq)134、d轴电流指令(Id*)142和q轴电流指令(Iq*)144，并使用这些信号产生同步参考帧d轴电压指令信号(Vd*)172和同步参考帧q轴电压指令信号(Vq*)174。同步参考帧电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174是在稳态运行时具有时间函数的恒定值的指令。同步帧电流调节器模块170输出同步参考帧d轴电压指令信号(Vd*)172和同步参考帧q轴电压指令信号(Vq*)174。关于同步帧电流调节器模块170的操作和电流转换到电压的过程的进一步详细信息，将参照以下图4A至9更具体的实施方式。由于电流指令是稳态运行期间的同步参考帧中的直流信号，与交流静态参考帧电流指令相比，它们更易于调节。
同步-静态转换模块102接收电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174作为输入并与转子位置输出(θr)121一起。响应电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174和测量(或估计)的转子位置角(θr)121，同步-静态转换模块102执行dq-αβ转换以生成α轴静态参考帧电压指令信号(Vα*)104和β轴静态参考帧电压指令信号(Vβ*)105。静态参考帧α-轴和β-轴电压指令信号(Vα*、Vβ*)104、105处于静态参考帧中，因此其值在稳态中作为时间函数的正弦波而变化。同步-静态转换过程在本领域是众所周知的，为了简洁起见，将不会详细描述。
αβ-abc转换模块106接收静态参考帧电压指令信号(Vα*、Vβ*)104、105，并根据这些信号产生静态参考帧电压指令信号(Vas*…Vcs*)107(也称为“相位电压指令信号”)，发送到脉宽调制模块108。αβ-abc转换过程在本领域是众所周知的，为了简洁起见，将不会详细描述。
三相脉宽调制逆变器模块110耦合到脉宽调制模块108。脉宽调制模块108用于控制相电压指令信号(Vas*…Vcs*)107的脉宽调制(PWM)。开关矢量信号(Sa...Sc)109基于占空比波形产生(未在图2展示，而是在脉宽调制模块108处内部产生)，以便在每个脉宽调制周期内具有特定的占空比。脉宽调制模块108利用相电压指令信号(Vas*…Vcs*)107来计算占空比波形(未在图2展示)以生成开关矢量信号(Sa…Sc)109，提供给三相脉宽调制逆变器模块110。在脉宽调制模块108中实施的特定调制算法可以是任何已知的调制算法，包括空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术，用于控制脉宽调制(PWM)以产生基于直流输入139驱动三相交流电动机120的交流(AC)波形。
开关矢量信号(Sa...Sc)109控制脉宽调制逆变器110中的开关状态，以在每个相A、B、C处产生指令三相电压。开关矢量信号(Sa...Sc)109是在由在脉宽调制模块108处内部生成的由占空比波形确定的在每个脉宽调制周期期间具有特定占空比的脉宽调制波形。
逆变器110(例如，脉宽调制(PWM)电压源型逆变器(VSI))耦合到电机120。逆变器110响应指令电压和供电电位(Vdc)，产生用于驱动交流电动机120的交流电压。因此，在交流电动机120的绕组中产生定子电流。逆变器110还可以改变应用于交流电动机120的交流电压量(例如，逆变器110可以使用脉宽调制改变电压)，从而允许控制器12控制交流电动机电流。例如，逆变器110应用于交流电动机120的电压量可以由调制指数表示，并且可以在预设调制指数限制之间建立脉宽调制。在一个实施例中，使用同步脉宽调制改变应用于交流电动机120的交流电压量，当然也可以使用其他的脉宽调制技术。
三相脉宽调制逆变器模块110接收直流输入电压(Vdc)和开关矢量信号(Sa...Sc)109，并使用它们在逆变器极处产生三相交流(AC)电压信号波形，以不同速度(ωr)驱动三相交流电动机120。三相电机120接收由脉宽调制逆变器110产生的三相电压信号，并在指令扭矩Te*136处产生电动机输出。在本具体实施方式中，电机120包括三相内置式永磁同步电动机(IPMSM)120，但本发明实施例可以是任何具有任意数目相位的多相交流电机。
虽然未在图2中展示，系统100也可以包括一个齿轮耦合至和由轴驱动的三相交流电机120。如上所述，测量的反馈定子电流(Ia-Ic)122-124被感测、采样并提供给abc-αβ转换模块127。
电流调节器模块
根据本发明实施例，提供在本示例中作为电动机转速函数的在电流调节器拓扑之间快速平稳地过渡的方法，但可以基于其他等效的电动机状态，例如电气基频、逆变器切换频率或电动机加速度。例如，在一个实施例中，提供一种在状态反馈解耦(SFbD)电流调节器和作为电动机转速函数的复矢量电流调节器(CVCR)之间瞬时平稳过渡的方法。该方法在其最有利和性能最好的操作条件下利用各种类型的电流调节器。例如，状态反馈解耦电流调节器在高加速条件下(如车辆抖动、传动系统共振、车轮滑移)和考虑离散控制效果时表现良好。复矢量电流调节器在较低加速条件下表现良好，并跨越较广泛的速度范围，包括过调制和六步控制区域。该方法可以根据电动机转速来选择适合类型的电流调节器并在不同类型的电流调节器之间进行转换(例如，在设定的速度断点处)。本发明实施例可以允许在操作空间中使用在高加速条件下执行最佳的每个电流调节器拓扑以改善电流控制，而不降低过调制和六步操作区域中的性能。改进的电流控制可以改善车辆驱动，例如，在使用状态反馈解耦电流调节器时，通过噪声、振动或不平顺性(NVH)来改善车辆驱动(例如，消除或减少车辆低速抖动)，并且在较高速度下保持复矢量电流调节器的工作并不会对过调制和六步控制产生负面影响。
图4A和4B表示根据本发明实施例实施的一个电流调节器模块170的框图。电流调节器模块170包括如图4A所示的各种块。当启用所有块时，电流调节器模块170作为复矢量(CV)电流调节器模块170-1工作。相反，如图4B所示，当某些块324、344被禁用(例如，当增益Kppd、Kppq归零时)时，电流调节器模块170作为状态反馈解耦(SFbD)电流调节器模块170-2工作。下文将更详细地说明，根据本发明实施例，提供基于速度(例如电动机转速或电基频)断点切换电流调节器模块170操作模式的技术，以改变其拓扑(就有源块而言)，使其作为复矢量(CV)电流调节器模块170-1或状态反馈解耦(SFbD)电流调节器模块170-2工作。换句话说，基于速度断点，可以禁用或启用电流调节器模块170的某些块来改变其拓扑，使其作为复矢量电流调节器模块170-1或状态反馈解耦电流调节器模块170-2工作。此外，如下文所述，根据电流调节器模块170的拓扑是作为复矢量(CV)电流调节器模块170-1还是状态反馈解耦(SFbD)电流调节器模块170-2工作来改变所应用的解耦电压。
图4A表示根据一个实施例配置的电流调节器170-1的框图，如图2所示的电流调节器170。图4A将继续参照图2进行描述。电流调节器170是具有d轴调节部件302交叉耦合q轴调节部件304的复矢量电流调节器。d轴调节部件302接收同步参考帧d轴电流信号(Id)132和d轴电流指令(Id*)142，并产生d轴电流误差(Iderror)311，而q轴调节部件304接收同步参考帧q轴电流信号(Iq)134和q轴电流指令(Iq*)144，并产生q轴电流误差(Iqerror)331。调节部件302和304均产生如下所述的同步帧指令电压(例如，同步参考帧d轴电压指令信号(Vd*)172和同步参考帧q轴电压指令信号(Vq*)174)。
块320将比例增益(Kpd)应用到d轴电流误差(Iderror)311，以缩放d轴电流误差(Iderror)311，并生成d轴比例项321，该d轴比例项321是比例增益(Kpd)缩放d轴电流误差(Iderror)311的缩放值。块314将积分增益(Kid)应用到d轴电流误差(Iderror)311，以缩放d轴电流误差(Iderror)311，并生成d轴积分项315，该d轴积分项315是由积分增益(Kid)缩放d轴电流误差(Iderror)311的缩放值。块344将复增益(ωeKppd)应用于q轴电流误差(Iqerror)331，以缩放q轴电流误差(Iqerror)331，并产生输出345，该输出345是复增益(ωeKppd)缩放q轴电流误差(Iqerror)331的缩放值。在一个实施例中，ωe值是转子磁链速度，单位为rad/s。求和块316结合d轴积分项315和输出345以生成d轴积分器输入317。积分器318集成d轴积分器输入317以生成d轴积分项(Itermd)319，即电压。求和块322结合d轴比例项321和d轴积分项(Itermd)319以生成同步参考帧d轴PI输出信号323。求和块328结合信号323和d轴解耦电压(Vdcpld)326以生成同步参考帧d轴电压指令信号(Vq*)172。
块340将比例增益(Kpq)应用到q轴电流误差(Iqerror)331，以缩放q轴电流误差(Iqerror)331，并生成q轴比例项341，该q轴比例项341是比例增益(Kpq)缩放q轴电流误差(Iqerror)331的缩放值。块334将积分增益(Kiq)应用到q轴电流误差(Iqerror)331，以缩放q轴电流误差(Iqerror)331，并生成q轴积分项335，该q轴积分项335是积分增益(Kiq)缩放q轴电流误差(Iqerror)331的另一个缩放值。块324将复增益(ωeKppq)应用于d轴电流误差(Iderror)311，以缩放d轴电流误差(Iderror)311，并生成输出325，该输出325是复增益(ωeKppq)缩放d轴电流误差(Iderror)311的缩放值。求和块336结合q轴积分项335和输出325以生成q轴积分器输入337。积分器338集成q轴积分器输入337以产生q轴积分项(Itermq)339。求和块342结合q轴比例项341和q轴积分项(Itermq)339以生成同步参考帧q轴PI输出信号343。求和块348结合信号343和q轴解耦电压(Vdcplq)346以生成同步参考帧q轴电压指令信号(Vq*)174。
如图4B所示，复增益块344包括增益项(Kppd)，增益项(Kppd)可归零以禁用复增益块344并有效地将其从d轴调节部件302中移除，使其不再是d轴调节部件302的一部分。同样，复增益块324包括增益项(Kppq)，增益项(Kppq)可归零以禁用复增益块324并有效地将其从q轴调节部件304中移除，从而使其不再是q轴调节部分304的一部分。当复增益块324、344从图4A所示复矢量电流调节器模块170-1中移除时，复增益块324、344不会影响电流调节器170所执行的电流调节，并且如图4B所示，之后电流调节器模块170-2作为状态反馈解耦电流调节器模块170-2(与图4A所示的作为复矢量电流调节器模块170-1工作相反)工作。
根据电流调节器170在任何特定时间工作的模式，d轴解耦电压(Vdcpld)326、329和q轴解耦电压(Vdcplq)346、347是不同的。例如，当电流调节器170作为用于内置式永磁同步电动机的状态反馈解耦电流调节器模块170-2(图4B)工作时，d轴解耦电压(Vdcpld)329和q轴解耦电压(Vdcplq)347在方程(1A)和(2A)中显示如下：
Vdcpld＝-ωeLqIq (1A)
Vdcplq＝ωeλpm+ωeLdId (2A)
相反，当电流调节器170作为用于内置式永磁同步电动机的复矢量电流调节器模块170-1(图4A)工作时，d轴解耦电压(Vdcpld)326和q轴解耦电压(Vdcplq)346在方程(3A)和(4A)中显示如下：
Vdcpld＝0 (3A)
Vdcplq＝ωeλpm (4A)
在另一个示例中，当电流调节器170作为用于感应电机的状态反馈解耦电流调节器模块170-2(图4B)工作时，d轴解耦电压(Vdcpld)329和q轴解耦电压(Vdcplq)347在方程(1B)和(2B)中显示如下：
当电流调节器170作为用于感应电机的复矢量电流调节器模块170-1(图4A)工作时，d轴解耦电压(Vdcpld)326和q轴解耦电压(Vdcplq)346在方程(3)和(4)中显示如下：
在方程(1B)、(2B)、(3B)和(4B)中，Rr是转子电阻，Lr是转子电感，Lm是互感，ωr是转子转速(rad/s)，ωe是转子磁链速度(rad/s)，Lsσ是定子瞬态电感，λdr是转子磁链(在磁场定向帧内)。
此外，当电流调节器170从状态反馈解耦电流调节器模块170-2(图4B)切换到复矢量电流调节器模块170-1(图4A)时，应用于积分器318、338的积分项(Iterm)可以重新初始化或更改，如(5)和(6)所示：
Itermd＝Itermd+Vdcpldprevious–Vdcpld (5)
Itermq＝Itermq+Vdcplqprevious–Vdcplq (6)
方程(5)和(6)中的积分项(Iterm)319、339只在从状态反馈解耦电流调节器模块170-2(图4b)瞬间切换到复矢量电流调节器模块170-1(图4A)时应用于积分器318、338，反之亦然(例如，从复矢量电流调节器模块170-1(图4A)瞬间切换到状态反馈解耦电流调节器模块170-2(图4B))。
在方程(1A)-(4A)中，ωe是电机的电基波同步频率(单位为rad/s)，Id和Iq分别为同步参考帧d轴和q轴电流信号132、134，λpm为永磁链，它们均随d轴和q轴同步帧定子电流变化而变化，Ld和Lq是d轴和q轴定子电感，它们均随同步参考帧d轴和q轴电流信号132、134变化而变化。
此外，应该注意的是，在一些实施例(但非所有实施例)中，虚拟阻尼电阻(将在下文更详细地描述)也可用于方程式(1)至(4)以增加d轴解耦电压(Vdcpld)326和q轴解耦电压(Vdcplq)346。例如，可修改方程(1A)、(1B)、(3A)和(3B)以减去校正因子RdampId，并可修改方程(2A)、(2B)、(4A)和(4B)以减去校正因子RdampIq。
因此，如上文图4A和图4B所述，当速度大于第一速度阈值(ω2)时，电流调节器可配置为以第一操作模式(如复矢量电流调节器170-1)工作，或者，当速度低于第二速度阈值(ω1)时，也可配置为以第二操作模式(状态反馈解耦电流调节器170-2)工作。当速度大于第一速度阈值(ω2)时，电流调节器被配置为作为复矢量电流调节器170-1以第一操作模式工作，交叉耦合增益(kppd、kppq)可以设置为非零值。在一个实施例中，可以将这些值设置为：Kppd＝ωb*Lq；Kppq＝ωb*Ld。其中，Ld和Lq是d轴和q轴定子电感，ωb代表电流调节器的指令带宽。当速度低于第二速度阈值(ω1)时，电流调节器被配置为作为状态反馈解耦电流调节器170-2在第二操作模式下工作，交叉耦合增益(Kppd、Kppq)可以归零。这使得电流调节器的结构可以通过切换某些功能进行即时修改。除了改变交叉耦合增益(Kppd、Kppq)和解耦电压(Vdcpld、Vdcplq)的值外，根据电流调节器在哪种模式下工作，还可以重新初始化积分项(Itermd、Itermq)319、339的值，以便在操作模式之间的过渡期间确保电压输出172、174平稳。如上所述，d轴和q轴解耦电压(Vdcpld、Vdcplq)326、346的值可以根据当前调节器的操作模式而变化。
图5表示根据各种实施例可应用于图4A和4B的电流调节器170的控制方法400的流程图。图5将继续参照图1-4B进行描述。根据本发明，控制方法400可以由图2的高级控制器112和电流调节器170来执行。方法400允许在以电流调节器170的操作模式执行电流调节器170(于426)之前配置该电流调节器170的操作模式。如下所述，方法400用于确定交叉耦合增益(Kppd、Kppq)的值，以及电流调节器170下一个执行周期的解耦电压(Vdcpld、Vdcplq)326、346，然后根据其当前配置的特定操作模式执行。此外，方法400将在修改当前调节器170的操作模式时重新初始化积分项(Itermd、Itermq)319、339。根据本发明，应该认识到，该方法中的操作顺序不限于如图5所示执行顺序，而是可以根据本发明内容在适用的一个或多个不同顺序中执行。在各种实施例中，可以安排方法400基于一个或多个预定事件运行，并且/或可以在车辆1的操作期间连续运行。
当方法400从步骤402开始，在步骤404时，将解耦电压(Vdcpld’、Vdcplq’)326’、346’的前值与设置的电流调节器170前操作模式(复矢量电流调节器170-1或状态反馈解耦电流调节器170-2)一起存储。
然后，方法进行到步骤406，确定是否满足使电流调节器170在第一配置(作为复矢量电流调节器170-1)中工作的条件。在一个实施例中，将速度(例如电机转速或电基频)与第一速度阈值(ω2)进行比较。当速度大于第一速度阈值(ω2)时，方法400进行到步骤408，电流调节器170置于第一操作模式中以第一配置(作为复矢量电流调节器170-1)工作。当速度小于或等于第一速度阈值(ω2)时，方法进行到步骤410。
当方法进行到步骤410，确定是否满足电流调节器170在第二配置(作为状态反馈解耦电流调节器170-2)中工作的条件。在一个实施例中，将速度与第二速度阈值(ω1)进行比较。当速度小于第二速度阈值(ω1)时，方法400进行到步骤412，电流调节器170被置于第二操作模式中以第二配置(作为状态反馈解耦电流调节器170-2)工作。
当速度大于或等于第二个速度阈值(ω1)时，方法进行到步骤414，根据电流调节器170目前在步骤404设置的前操作模式(复矢量电流调节器170-1或状态反馈解耦电流调节器170-2)，电流调节器170保持在其当前操作模式中以当前配置(作为复矢量电流调节器170-1或状态反馈解耦电流调节器170-2)工作。
顺着步骤408、412和414，方法400进行到步骤416，应用电流调节器170的操作模式。当电流调节器170的操作模式处于第一操作模式(如复矢量电流调节器170-1)时，该方法继续到步骤418。在步骤418，交叉耦合增益(Kppd、Kppq)被启用，解耦电压(Vdcpld、Vdcplq)值被从前值更新(如上所述)以在第一操作模式(复矢量电流调节器170-1)中配置电流调节器170。
当电流调节器170的操作模式处于第二操作模式(如状态反馈解耦电流调节器170-2)时，该方法进行到步骤420。在步骤420，交叉耦合增益(Kppd、Kppq)被禁用，解耦电压(Vdcpld、Vdcplq)326、346的值被从前值更新(如上所述)，以在第二操作模式(如状态反馈解耦电流调节器170-2)中配置电流调节器170。因此，当作为状态反馈解耦电流调节器模块工作时，交叉耦合增益(Kppd、Kppq)被归零，而当作为复矢量电流调节器模块工作时，交叉耦合增益(Kppd、Kppq)被相应地调到上述非零值。
在步骤418和420之后，方法400进行到步骤422，确定电流调节器170的操作模式是否在步骤416处改变(即，在执行方法400期间，存储在步骤404中的电流调节器的前操作模式不等于设置在步骤408或412中的电流调节器的当前操作模式)。当确定(在步骤422)电流调节器170的操作模式未改变(在步骤416)时，方法直接进行到步骤426。当确定(在步骤422)电流调节器170的操作模式发生变化(在步骤416)时，这意味着已经发生操作模式的转换，而方法400进行到步骤424，在执行电流调节器170的下一个周期之前，电流调节器170的积分项(Itermd、Itermq)319、339在步骤426(如上所述)处重新初始化，以允许在不同操作模式之间平稳地瞬时过渡。
在步骤426，电流调节器170的下一个执行周期根据其当前被配置为在交叉耦合增益(Kppd、Kppq)、积分项(Itermd、Itermq)319、339和解耦电压(Vdcpld、Vdcplq)326、346的值中操作的特定操作模式执行，这些值被设置为该执行周期的当前确定值。
方法400的执行周期结束于步骤428，但应该注意的是，方法400可以根据速度连续运行以调整电流调节器170的操作模式，而图5只显示方法400的一次迭代。
图6表示根据本发明实施例，当速度大于或等于第一速度阈值(ω2)时，如何将电流调节器配置为以第一操作模式(如复矢量电流调节器170-1)工作，或者，当速度小于或等于第二速度阈值(ω1)时，如何将电流调节器配置为以第二操作模式(状态反馈解耦电流调节器170-2)工作。在一个实施例中，图6中引用的速度是基电频，但在其他实施例中，速度也可以是机械轴速度。如前所述，这使得电流调节器的结构可以通过切换某些功能进行即时修改。具体地，图6显示一个迟滞图，当速度大于第一速度阈值(ω2)时，始终使用复矢量电流调节器，当速度小于第二速度阈值(ω1)时，始终使用状态反馈解耦电流调节器，但在第二速度阈值(ω1)和第一速度阈值(ω2)之间，有源电流调节器将永远不会改变。例如，如果在状态反馈解耦电流调节器中工作，在速度达到大于第一速度阈值(ω2)之前，有源电流调节器配置将不会更改为复矢量电流调节器，并且在速度达到小于第二速度阈值(ω1)之前，有源电流调节器配置将不会更改为状态反馈解耦电流调节器。这意味着在第二速度阈值(ω1)和第一速度阈值(ω2)之间，将保持当前有源电流调节器的配置。
另外，在电机操作过程中，控制器的采样频率和逆变器的切换频率会发生相当大的变化。当采样频率和切换频率在操作期间发生变化时，需要优化在所有操作条件下应用在电流调节器上的虚拟阻尼电阻值。例如，由于交流电流调节可以降低电流调节器参数的灵敏度并增加电流调节器的动态刚度，从而提高电流调节器的整体稳健性，因此交流电流调节普遍需要高虚拟阻尼电阻。
为了解决这个问题，现在将描述允许虚拟阻尼电阻值作为切换频率函数而变化的实施例。这使得在所有切换频率操作条件下电流调节器将使用虚拟阻尼电阻的最高值。例如，增加虚拟阻尼电阻值可以降低电流调节器参数的灵敏度，增加电流调节器的动态刚度，从而提高电流调节器的整体稳健性。
根据本发明的一些实施例，提供一种用于驱动电机的电机驱动系统的电流调节器。所述电流调节器包括具有虚拟阻尼电阻值的可调阻尼模块，虚拟阻尼电阻被应用于所述电流调节器。虚拟阻尼电阻值作为采样频率函数而调整。控制器可以通过确定自电流调节器的前一个执行周期以来采样频率是否发生变化来控制电流调节器，并且当采样频率自前一个执行周期以来发生变化时，控制器可以以采样频率函数来修改阻尼值，以允许阻尼值随采样频率的变化而变化。在修改阻尼值后，该阻尼值具有一个应用于电流调节器的新虚拟阻尼电阻值。之后，控制器可以根据修改的阻尼值执行电流调节器，以产生电压指令。因此，在这些实施例中，应用于电流调节器模块170的虚拟阻尼因子可以基于采样频率的变化或以采样频率函数而变化。
图7表示根据本发明实施例的另一实施方式的电流调节器770的框图。图7的电流调节器770包括许多与图4A和图4B的电流调节器170-1、170-2相同的块，并且图4A和图4B的具体实施方式同样适用于图7。因此，图4A和图4B中任何与图7对应元件相同功能的元件均在图7中标记，并且图7与图4A和图4B使用的参考编号相同。图7中任何执行或操作与图4A和4B中所示元件不同的元件均在图7中标记，参考编号以7开头。因此，虽然未在图4A和4B中加以说明，但应该认识到，在一些实施例中，电流调节器170也可以包括图7的特性，其也执行可以采样频率(Fs)函数而修改的虚拟阻尼电阻。采样频率(Fs)是指控制器采样反馈信号、执行控制计算和更新其输出的速率。采样频率(Fs)以赫兹(Hz)表示。根据实施方式的不同，所述采样频率(Fs)可以与逆变器模块的切换频率成比例或相等。关于这点，应该注意到，采样频率(Fs)可以与切换频率(FSW)相等或呈倍数关系，以实现采样和脉宽调制之间的同步。
在本实施例中，阻尼值(Rdam)710乘以同步参考帧d轴电流信号(Id)132和同步参考帧q轴电流信号(Iq)134以产生阻尼电流信号712、722。根据本发明实施例，当采样频率改变时，控制器112(图2)可以根据采样频率(Fs)改变阻尼值(Rdamp)710。可根据采样频率(Fs)定期更新阻尼值(Rdamp)710。
积分器318集成d轴积分器输入317以生成d轴积分项(Itermd)719，积分器338集成q轴积分器输入337以生成q轴积分项(Itermq)739。当阻尼值转换时，控制器112还可以在电流调节器770执行(对于当前执行周期)之前重新初始化积分项(Itermd、Itermq)719、739，以帮助确保同步参考帧电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174在阻尼值被更新为新阻尼值(Rdamp)时稳定。值得注意的是，在集成过程进行到318、338之前应用增益314、324、334、344，使得积分项(Itermd、Itermq)719、739更容易重新初始化，从而在过渡期间平稳地过渡到新阻尼值(Rdamp)，并且不会引起对同步参考帧电压指令信号(Vd*、Vq*)172、174的干扰。
在一个实施例中，为了重新初始化积分项(Itermd、Itermq)719、739，控制器112存储前阻尼值，以便在基于最新采样频率(Fs)更新的阻尼值(Rdamp)时用于进一步的计算。例如，在一个实施例中，通过从新阻尼值(Rdamp)减去前阻尼值(Rdamp’)来计算阻尼值(ΔRdamp)的变化，而当前阻尼值(Rdamp’)被更新为新阻尼值(Rdamp)时，对电流调节器770的积分项(Itermd、Itermq)719、739进行重新初始化，以确保平稳的电压输出。电流调节器770的积分项(Itermd、Itermq)719、739可根据方程(7)和(8)重新初始化如下：
Itermd＝Itermd,previous+ΔRdampId (7)
Itermq＝Itermq,previous+ΔRdampIq (8)
在本实施例中，求和块328结合信号323和阻尼电压信号712以生成同步参考帧d轴电压指令信号(Vq*)172。在一个实施例中，d轴解耦电压(Vdcpld)(未在图7中展示)归零。求和块348结合信号343、阻尼电压信号722和q轴解耦电压(Vdcplq)724以生成同步参考帧q轴电压指令信号(Vq*)174。在一个实施例中，q轴解耦电压(Vdcplq)724被设置为反电动势电压(例如，用于同步电机的ωeλpm)。
图8表示根据各种实施例可应用于图7的电流调节器770的控制方法800的流程图。具体地，图8表示用于修改电流调节器770的阻尼值(Rdamp)710的方法800，根据本发明实施例，其以诸如采样频率(Fs)函数而变化并执行电流调节器770。然而，应该认识到，可以结合方法800使用包括上述方法的其他同等的采样频率(Fs)措施。如下文所述，方法800用于将阻尼值(Rdamp)710设置为采样频率函数，并在执行前为电流调节器770的下一个执行周期设置适当的积分项(Itermd、Itermq)719、739，以确保在过渡期间平稳输出电压172、174。
当方法800从步骤802开始，在步骤804时确定采样频率(Fs)是否发生变化。当确定(在步骤804)采样频率(Fs)未变化时，方法800进行到步骤814并执行电流调节器770。
当确定(在步骤804)采样频率(Fs)已改变时，方法800进行到步骤806。在步骤806至812，基于采样频率(Fs)更新阻尼值(Rdamp)710，并在步骤814执行电流调节器770之前重新初始化积分项(Itermd、Itermq)719、739，以确保在阻尼值被更新为在步骤808处计算的新阻尼值(Rdamp)之后，平稳地输出电压。
在步骤806，前阻尼值被存储用于进一步的计算。在步骤808，根据当前采样频率(Fs)更新新阻尼值(Rdamp)。在步骤810时，通过从新阻尼值中减去前阻尼值(Rdamp’)来计算阻尼值的变化。
在步骤812，重新初始化电流调节器770的积分项(Itermd、Itermq)719、739，以确保在应用步骤808处计算的新阻尼值(Rdamp)时，输出电压不会受到干扰。
在步骤814，电流调节器770的下一个执行周期根据阻尼值(Rdamp)710的更新值和积分项(Itermd、Itermq)719、739的更新值执行，这些值设置为该执行周期的当前确定值。方法800的执行周期结束于步骤816，但应该注意的是，方法800连续运行以调整电流调节器，而图8只显示方法800的一个迭代。
图9表示虚拟阻尼电阻(Rdamp)如何根据图7和图8所示实施例以采样频率(Fs)函数而变化的示例。随着采样频率(Fs)的增加，虚拟阻尼电阻(Rdamp)增大，反之，随着采样频率(Fs)的减小，虚拟阻尼电阻(Rdamp)减小。
因此，本说明书描述了可用于控制矢量控制电动机驱动系统中多相电机的操作的电流调节器的各种实施例。本发明实施例提供一种电流调节器170，当速度(例如电动机速度或电基频)大于第一速度阈值(ω2)时，电流调节器170可配置为以第一操作模式(如复矢量电流调节器170-1)工作，或者可以配置为在速度大于第二速度阈值(ω1)时以第二操作模式(状态反馈解耦电流调节器170-2)工作。这使得电流调节器的结构可以通过切换某些功能进行即时修改。本发明实施例还可以提供一种以采样频率(Fs)函数而修改电流调节器的阻尼值(Rdamp)的机制。
其他实施例提供一种允许虚拟阻尼电阻值随切换频率的变化而变化的电流调节器。这使得在所有切换频率操作条件下电流调节器将使用虚拟阻尼电阻的最高值。当采样和切换频率在运行过程中发生变化时，该电流调节器可以帮助优化虚拟阻尼电阻值以在所有工作条件下应用于电流调节器。该电流调节器可以降低参数灵敏度并提高动态刚度，从而提高电流调节器的整体稳健性。
本领域的技术人员将进一步认识到，与本发明实施例有关的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可以描述为电子硬件、计算机软件或二者组合。在功能和/或逻辑块组件(或模块)和各种处理步骤方面，上文描述了一些实施例和具体实施方式。然而，应该认识到，此类块组件(或模块)可以通过配置成执行指定功能的任意数量的硬件、软件和/或固件组件来实施。
为了清楚地说明硬件和软件的这种互换性，上文对各种说明性组件、块、模块、电路和步骤进行了一般性功能描述。这些功能作为硬件还是软件实施，取决于对整个系统施加的特定应用和设计限制。经验丰富的技术人员可以针对每个特定应用以不同方式实施所描述的功能，但此类实施决策不应解释为导致实际系统偏离本发明的范围。例如，系统或组件的实施例可以使用在一个或多个微处理器或其他控制设备的控制下执行各种功能的各种集成电路组件，例如存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查找表等。此外，本领域的技术人员应该认识到，本说明书描述的实施例仅为示例性实施。
与本说明书描述的本发明实施例有关的各种说明性逻辑块、模块和电路可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、离散栅极或晶体管逻辑、离散硬件组件来实施或执行，或设计成执行本说明书描述的功能的任何组合。通用处理器可以是微处理器，也可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以作为计算设备的组合来实施，例如，数字信号处理器和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个微处理器与数字信号处理器核结合在一起，或任何其他此类配置。
与本说明书描述的本发明实施例有关的方法或算法的步骤可以直接体现在硬件中，可以体现在由处理器执行的软件模块中，也可以体现在二者组合中。软件模块可以存储在随机存取存储器、闪存、只读存储器、可擦可编程只读存储器、电可擦除只读存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、光盘或本领域已知的任何其他形式的存储介质中。示例性存储介质耦合到处理器，处理器可以从存储介质读取信息并将信息写入存储介质。存储介质还可以作为处理器的组成部分。处理器和存储介质可以保留在专用集成电路中。专用集成电路可以保留在用户终端中。处理器和存储介质还可以作为离散组件保留在用户终端中。
在本说明书中，诸如第一和第二等关系术语可仅用于区分一个实体或功能或另一个实体或功能，而不一定要求或暗示这些实体或功能之间的任何实际关系或顺序。除非由权利要求语言进行具体定义，否则诸如“第一”、“第二”、“第三”等此类数字序数仅表示多个不同的个体，并不意味着任何顺序或序列。除非由权利要求语言进行具体定义，否则任何权利要求中的正文顺序并不意味着必须按照时间顺序或逻辑顺序执行处理步骤。只要此类互换不与权利要求语言相矛盾，并且在逻辑上有意义，则处理步骤可以在不偏离本发明范围的情况下按任何顺序互换。
进一步地，根据上下文的不同，在描述不同元件之间的关系时使用的“连接”或“耦合”等词并不意味着必须在这些元件之间建立直接的物理联系。例如，两个元件可以通过一个或多个附加元件在物理上、电子上、逻辑上或以任何其他方式相互连接。
虽然在上文的具体实施方式中已提出至少一个示例性实施例，但是应该认识到，实施例千变万化。还应该认识到，单个示例性实施例或多个示例性实施例只是示例，并不旨在以任何方式限制本发明的范围、适用性或配置。确切地说，上述具体实施方式将为本领域经验丰富的技术人员提供用于实施单个示例性实施例或多个示例性实施例的指导图。应当理解的是，可以在不偏离所附权利要求及其同等法律效力所规定的发明范围的情况下对元件的职能和安排做出各种变化。

Claims (10)

1.一种控制用于驱动电机的电机驱动系统的电流调节器的方法，所述方法包括：
在控制器处确定自所述电流调节器的前一个执行周期以来采样频率是否发生了变化；
当所述采样频率自前一个执行周期以来发生变化时，以采样频率的函数在所述控制器处修改所述电流调节器的阻尼值，以允许所述阻尼值随所述采样频率的变化而变化，其中所述阻尼值具有在修改后应用于所述电流调节器的新虚拟阻尼电阻值；以及
根据所述修改后的阻尼值执行所述电流调节器，以产生电压指令。
2.根据权利要求1所述方法，其中所述修改包括：
以所述采样频率的函数设置所述阻尼值。
3.根据权利要求1所述方法，其中所述修改包括：
根据所述采样频率更新所述阻尼值。
4.根据权利要求1所述方法，其中所述修改包括：
使用方程计算所述新虚拟阻尼电阻值。
5.根据权利要求1所述方法，其中所述修改包括：
通过查找表确定所述新虚拟阻尼电阻值。
6.根据权利要求1所述方法，进一步包括：
存储前阻尼值，即在所述电流调节器的前一个执行周期中应用的前虚拟阻尼电阻值；
其中所述修改包括：
在所述电流调节器的当前电流执行周期中根据所述采样频率确定所述修改的阻尼值，其中所述修改的阻尼值是基于新采样频率的新虚拟阻尼电阻值；以及
进一步包括：
根据所述修改的阻尼值与所述前阻尼值之间的差值计算阻尼值的变化，其中所述阻尼值的变化是基于所述新虚拟阻尼电阻值与所述前虚拟阻尼电阻值之间差值的所述虚拟阻尼电阻的变化。
7.根据权利要求6所述方法，进一步包括：
在所述电流调节器的当前执行周期期间执行所述电流调节器之前，重新初始化所述电流调节器的积分器在过渡期间生成的积分项，以避免当前阻尼值被更新为所述修改的阻尼值时引起干扰电压。
8.根据权利要求1所述方法，进一步包括：
生成电流误差值，其中每个电流误差值由基于来自所述电机的电流指令值和定子电流值之间的差值确定；
在所述电流调节器处，在向生成积分项的所述电流调节器的积分器提供所述电流误差值之前，对所述电流误差值进行增益。
9.一种用于驱动电机的电机驱动系统，包括：
配置为生成电压指令值的电流调节器，所述电流调节器包括：
具有可应用到所述电流调节器的虚拟阻尼电阻值的可调阻尼模块，其中所述虚拟阻尼电阻值可随采样频率的变化而调整；以及
配置为控制所述电流调节器的控制器，所述控制器被配置为：
确定自所述电流调节器的前一个执行周期以来所述采样频率是否已发生变化；
当所述采样频率自前一个执行周期以来发生变化时，以所述采样频率的函数修改所述阻尼值，使所述阻尼值随所述采样频率的变化而变化，其中所述阻尼值具有在修改所述阻尼值后应用于所述电流调节器的新虚拟阻尼电阻值；以及
根据所述修改的阻尼值执行所述电流调节器以产生所述电压指令。
10.一种包括具有电机端子的多相电机和电机驱动系统的车辆，包括：
被配置为生成电压指令值以控制所述多相电机的电流调节器，所述电流调节器包括：
具有应用于所述电流调节器的虚拟阻尼电阻值的可调阻尼模块，其中所述虚拟阻尼电阻值可随采样频率的变化而调整；以及
配置为控制所述电流调节器的控制器，所述控制器被配置为：
确定自所述电流调节器的前一个执行周期以来所述采样频率是否已发生变化；
当所述采样频率自前一个执行周期以来发生变化时，以所述采样频率的函数修改所述阻尼值，使所述阻尼值随所述采样频率的变化而变化，其中所述阻尼值具有在修改所述阻尼值后应用于所述电流调节器的新虚拟阻尼电阻值；以及
根据所述修改的阻尼值执行所述电流调节器以产生所述电压指令。
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