CN110073556A - 基于次谐波时空电导调制的无磁非互易电路 - Google Patents

基于次谐波时空电导调制的无磁非互易电路 Download PDF

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CN110073556A CN201780057619.8A CN201780057619A CN110073556A CN 110073556 A CN110073556 A CN 110073556A CN 201780057619 A CN201780057619 A CN 201780057619A CN 110073556 A CN110073556 A CN 110073556A
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托尔加·丁奇
哈里什·克里希纳斯瓦米
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Abstract

一种电路，其包括差分传输线和八个开关，其提供了非互易信号流。在一些实施例中，所述电路能够由四个本地振荡器信号驱动。该电路能够用于形成回转器。该电路可用于形成循环器。相比于能够提供在发射器和天线之间以及从天线到接收器的方向信号流，该电路能够用于形成三端口循环器。三端口循环器能够用于实现使用用于发送和接收的单个天线的全双工收发器。

Description

基于次谐波时空电导调制的无磁非互易电路
相关申请的交叉引用
本申请要求于2016年7月21日提交的美国临时专利申请号62/365,018的优先权，其通过引用整体并入本文。
关于政府资助研究的声明
本发明是在美国空军电子系统中心授予的FA8650—14—1—7414的政府支持下完成的。政府拥有本发明的某些权利。
背景技术
由于全双工通信与半双工通信相比可能使网络容量加倍，因此其中收发器的发射器和接收器在相同频带上同时工作的全双工通信引起了对新兴5G通信网络的极大兴趣。此外，正在进行若干努力以在下一代相控阵雷达系统(尤其是商用汽车雷达)中包括同时发射和接收功能，其能够是未来连接或无人驾驶汽车的启动器技术。然而，从实现方式的角度来看，最大的挑战中的一个是天线接口。
其中能够实现用于全双工收发器的天线接口的一种方式是使用非互易(non—recipr0Cal)循环器。电子学中的互易性是由对称和时间独立的介电常数和磁导率张量描述的线性系统和材料的基本属性。非互易性导致信号仅在一个方向上传播。例如，循环器中的非互易性使得信号仅在一个方向上行进通过循环器。该定向信号流使能够全双工无线通信，因为来自发射器的信号仅是指向天线(而不是接收器)的，并且天线处的接收信号仅是指向接收器(而不是发射器)的。此外，接收器与来白发射器的信号隔离开，从而防止由于高功率发射信号而导致的接收器的减敏和可能的故障。
传统上，使用铁氧体材料实现了非互易循环器，铁氧体材料是在外部磁场的作用下失去其互易性的材料。但是，铁氧体材料不能够被集成到CMOS IC技术中。此外，对外部磁体的需求使得基于铁氧体的循环器变得庞大且昂贵。
因此，用于在电路中实现非互易性的新机制是更理想的。
发明内容
提供了基于次谐波时空电导调制的无磁非互易电路。在一些实施例中，电路包括：第一差分传输线，该第一差分传输线具有：第一端，该第一端具有第一连接部和第二连接部；第二端，该第二端具有第三连接部和第四连接部；第一开关，该第一开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中第一开关的第一侧连接到第一连接部；第二开关，该第二开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中第二开关的第一侧连接到第一连接部；第三开关，该第三开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中第三开关的第一侧连接到第二连接部，第三开关的第二侧连接到第一开关的第二侧；第四开关，该第四开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中第四开关的第一侧连接到第二连接部，第四开关的第二侧连接到第二开关的第二侧；第五开关，该第五开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中第五开关的第一侧连接到第三连接部；第六开关，该第六开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中第六开关的第一侧连接到第三连接部；第七开关，该第七开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中第七开关的第一侧连接到第四连接部，并且第七开关的第二侧连接到第五开关的第二侧；以及第八开关，该第八开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中第八开关的第一侧连接到第四连接部，第八开关的第二侧连接到第六开关的第二侧。
附图说明
图1A、图1B、图1C和图1D是根据一些实施例能够如何实现非互易相移的示例说明。
图2A、图2B、图2C和图2D是在一些实施例中能够如何实现非互易幅度(隔离器)的示例说明。
图3是根据一些实施例的循环器架构的示例。
图4A、图4B和图4C是根据一些实施例的开关组的工作的示例。
图5是根据一些实施例的循环器的示意图的示例。
图6是根据一些实施例的包括1级网格式滤波器的循环器的示意图的示例。
图7是根据一些实施例的非互易电路元件的示意图的示例。
图8A、图8B和图8C是根据一些实施例的图7的元件的在信号从左向右传播的情况下的工作的示例。
图9A、9B和9C是根据一些实施例的图7的元件的在信号从右向左传播的情况下的工作的示例。
图10是根据一些实施例的跨归一化到调制时钟频率的频率的正向和反向插入相位的示例图示。
图11是根据一些实施例的当使用非50％占空比的本地振荡器工作时对非互易电路元件的工作的不利影响的示例图示。
图12A是根据一些实施例的非互易循环器的框图的示例。
图12B是根据一些实施例的三端口非互易循环器的框图的示例。
图13是根据一些实施例的本地振荡器路径的框图和电路图的示例。
具体实施方式
图1A、图1B、图1C和图1D示出了在一些实施例中能够如何实现非互易相移的示例。
转到图1A，能够看出的是信号cos(ωint)能够在节点A处注入。这被表示在图1B的图表101中。然后，如图1A所示，能够通过以下信号切换开关组：cos(ωmt)；cos(ωmt+Φ)；sin(ωmt)；和sin(ωmt+Φ)，其中Φ是90°。图1A和图1B中示出的Φ1和Φ2涉及根据以下等式的Φ：2Φ＝180＝Φ1-Φ2(或等效地，2*Td*ωm/π＝1，其中Td是传输线的延迟)。作为在最靠近节点A的开关组处进行切换的结果，输入信号被换向，并且在每个传输线上换向之后，在ωin-ωm和ωin+ωm处出现两个混频积。然后，这些信号流过顶部传输线和底部传输线(分别在ωin-ωm和ωin+ωm处提供-Φ1和-Φ2相移)。在节点BIF处出现流过顶部传输线的混频音调，其中总相移在ωin-ωm和ωin+ωm处分别为-Φ1和-Φ2。在节点B2F处出现流过底部线的混频音调，其中总相移在ωin-ωm和ωin+ωm处分别为-Φ】+90°和-Φ2-90°。这被示出在图1B的图表102中。然后，通过最靠近节点C的开关组，在㈨m处该相移信号被再次换向，但是是利用①的相移的。对于图表102中的四个信号中的每一个，在节点C处换向之后出现了两个混频积(总共八个信号)。如图1B的图表103所示，利用如下表中示出的相移在ωin-2ωm，ωin和ωin+Zωm处出现混频积：
图表102中的信号 混频积 所得的频率 所得的相移
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，-Φ<sub>1</sub> 1 ω<sub>in</sub>-2ω<sub>m</sub> -ΦΦq<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，-Φ<sub>1</sub> 2 ω<sub>in</sub> Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，-Φ<sub>2</sub> 1 ω<sub>in</sub> -Φ-Φ<sub>2</sub>＝Φ-1<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，-Φ<sub>2</sub> 2 ω<sub>in</sub>+2ω<sub>m</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>
ω<sub>in</sub>＝ω<sub>m</sub>，-Φ<sub>1</sub>+90° 1 ω<sub>in</sub>-2ω<sub>m</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>+180°
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，-Φ<sub>1</sub>+90° 2 ω<sub>in</sub> Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，-Φ<sub>2</sub>-90° 1 ω<sub>in</sub> -Φ-Φ<sub>2</sub>＝Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，-Φ<sub>2</sub>-90° 2 ω<sub>in</sub>+2ω<sub>m</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>-180°
如能够看出的是，在ωin-2ωm和ωin1+2ωm处的信号是180°的异相并且因此抵消。而且，ωin处的信号都具有相同的相位，因此相加成具有Φ-Φ1或90°-Φ1的相移的单个信号。这被示出在图1B的图表104中。
转到图1C，能够看出的是能够在节点C处注入信号cos(ωint)。这被表示在图1D的图表111中。如图1C所示，开关组通过以下信号切换：cos(ωmt)；cos(ωmt+Φ)；sin(ωmt)；和sin(ωmt+Φ)，其中Φ是90°。在图1C和图1D中示出的Φ1和Φ2涉及根据以下等式的Φ：2Φ＝180＝Φ1-Φ2(或等效地，2*Td*ωm/π＝1，其中Td是传输线的延迟)。作为在最靠近节点C的开关组处进行切换的结果，输入信号被换向，并且在每个传输线上的换向之后在ωin-ωm(在具有-Φ的相移的情况下)和ωin+ωm(在具有Φ的相移的情况下)处出现两个混频积。然后，这些信号流过顶部和底部传输线(其分别在ωin-ωm和ωin+ωm处提供-Φ1和-Φ2相移)。流过顶部传输线的混频音调出现在节点B1R处，总相移在ωin-ωm和ωin+ωm处分别为-Φ-Φ1和Φ-Φ2。在节点B2R处出现流过底部线的混频音调，其中总相移在ωin-ωm和ωin+ωm处分别为90°-Φ-Φ1和-90°+Φ-Φ2。这被示出在图1D的图表112中。然后相移信号通过最接近节点A的开关组在ωm处被再次换向。对于图表112中的四个信号中的每一个，两个混频积(总共八个信号)出现在节点A处的换向之后。如图1D的图表113所示，利用如下表中示出的相移在ωin-2ωm，ωin和ωin+2ωm处出现混频积：
图表112中的信号 混频积 导致的频率 导致的相移
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，-Φ-Φ<sub>1</sub> 1 ω<sub>in</sub>-2ω<sub>m</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，-Φ-Φ<sub>1</sub> 2 ω<sub>in</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，Φ-Φ<sub>2</sub> 1 ω<sub>in</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>＝-Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，Φ-Φ<sub>2</sub> 2 ω<sub>in</sub>+2ω<sub>m</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，90°-Φ-Φ<sub>1</sub> 1 ω<sub>in</sub>-2ω<sub>m</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>+180°
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，90°-Φ-Φ<sub>1</sub> 2 ω<sub>in</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，Φ-Φ<sub>2</sub>-90° 1 ω<sub>in</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>＝-Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，Φ-Φ<sub>2</sub>-90° 2 ω<sub>in</sub>+2ω<sub>m</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>-180°
可以看出的是，在ωin-2ωm和ωin+2ωm处的信号是180°的异相并因此抵消。而且，ωin处的信号都具有相同的相位，因此相加成具有-Φ-Φ1或-90°-Φ1的相移的单个信号。这被示出在图1D的图表114中。
如在图1C和图1D中可以看出的是，ωin处的信号在正向和反向(分别为Φ-Φ1和-Φ-Φ1)上产生不同的相移，从而表明相位非互易性。
图1A、图1B、图1C和图1D中示出的配置的散射参数矩阵能够提供[S]如下表示：
其中：j是-1的平方根。右上角项中的-φ和左下角项中的+φ表示相位是非互易的。
图2A、图2B、图2C和图2D示出了在一些实施例中能够如何实现非互易幅度(隔离器)的示例。
转到图2A，能够看出的是可以在节点A处注入信号cos(ωint)。这被表示在图2B的图表201中。如图2A所示，开关组通过以下信号切换：cos(ωmt)；cos(ωmt+Φ)；sin(ωmt)；和sin(ωmt+Φ)，其中Φ是45°。在图2A和图2B中示出的Φ1和Φ2涉及根据以下等式的Φ：2Φ90°＝Φ1-Φ2(或等效地，4*Td*ωm/π＝1，其中Td是传输线的延迟)。作为在最靠近节点A的开关组处进行切换的结果，输入信号被换向，并且在每个传输线上的换向之后，在ωin-ωm和ωin+ωm处出现两个混频积。然后，这些信号流过顶部传输线和底部传输线(其分别在ωin-ωm和ωin+ωm处提供-Φ1和-Φ2相移)。流过顶部传输线的混频音调出现在节点B1R处，其中总相移在ωin-ωm和ωin+ωm处分别为-Φ1和-Φ2。流过底部线的混频音调出现在节点B2R处，其中总相移在ωin-ωm和ωin+ωm处分别为-Φ1+90°和-Φ2-90°。这被示出在图2B的图表202中。然后通过最接近节点C的开关组相移信号在ωm处被再次换向。对于图表112中的四个信号中的每一个，两个混频积(总共八个信号)出现在节点C处的换向之后。如图2B的图表203所示，利用如下表所示的相移，在ωin-2ωm，ωin和ωin+2ωm处出现混频积：
如能够看出的是，在ωin-2ωm和ωin+2ωm处的信号是180°的异相并因此抵消。而且，在ωin处的信号都具有相同的相位，因此相加成具有Φ-Φ1或45°-Φ1的相移的单个信号。这被示出在图2B的图表204中。
转到图2C，能够看出的是在节点C处注入信号cos(ωint)。这在图2D的图表211中表示。如图2C所示，开关组通过以下信号切换：cos(ωmt)；cos(ωmt+Φ)；sin(ωmt)；和sin(ωmt+Φ)，其中Φ是45°。在图2C和图2D中示出Φ1和Φ2涉及根据以下等式的Φ：2Φ＝90°＝Φ1-Φ2(或等效地，4*Td*ωm/π＝1，其中Td是传输线的延迟)。作为在最靠近节点C的开关组处进行切换的结果，输入信号被换向，并且在每个传输线上的换向之后，在ωin-ωin(在具有-Φ的相移的情况下)和ωin+ωm(在具有Φ的相移的情况下)处出现两个混频积。然后，这些信号流过顶部传输线和底部传输线(其分别在ωin-ωm和ωin+ωm处提供-Φ1和-Φ2相移)。流过顶部传输线的混频音调出现在节点B1R处，其中总相移在ωin-ωm和ωin+ωm处分别为-Φ1和-Φ2。另一方面，流过底部线的混频音调出现在节点B2R处，总相移在ωin-ωm和ωin+ωm处分别为90°-Φ-Φ1和-90°+Φ-Φ2。这被示出在图2D的图表212中。然后通过最接近节点A的开关组在ωm处相移信号再次被换向。对于图表212中的四个信号中的每一个，在节点A处的换向之后出现两个混频积(总共八个信号)。如图2D的图表213所示，利用如下表所示的相移，在ωin-2ωm，ωin和ωin+2ωm处出现混频积：
图表212中的信号 混频积 所得的频率 所得的相移
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，-Φ-Φ<sub>1</sub> 1 ω<sub>in</sub>-2ω<sub>m</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，-Φ-Φ<sub>1</sub> 2 ω<sub>in</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，Φ-Φ<sub>2</sub> 1 ω<sub>in</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>＝-Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，Φ-Φ<sub>2</sub> 2 ω<sub>in</sub>+2ω<sub>m</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，90°-Φ-Φ1 1 ω<sub>in</sub>-2ω<sub>m</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>-180°
ω<sub>in</sub>-ω<sub>m</sub>，90°-Φ-Φ<sub>1</sub> 1 ω<sub>in</sub> -Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，Φ-Φ<sub>2</sub>-90° 1 ω<sub>in</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>＝-Φ-Φ<sub>1</sub>
ω<sub>in</sub>+ω<sub>m</sub>，Φ-Φ<sub>2</sub>-90° 2 ω<sub>in</sub>+2ω<sub>m</sub> Φ-Φ<sub>2</sub>-180°
能够看出的是，在ωin-2ωm，ωin和ωin+2ωm处的信号是180°的相位差异并因此抵消。这被示出在图2D的图表214中。
如图2C和图2D能够看出的是，在ωin处的信号仅能够在正向方向上通过，而在反方向上完全衰减，从而示出幅度非互易性。
图2A、图2B、图2C和图2D描述了隔离器配置，其中信号能够在一个方向上行进但不在相反的方向上行进。隔离器就像循环器的一个臂。它很有用，因为它能够被放置在功率放大器和它的天线之间，它将保护功率放大器免受天线的后向反射。
图1A、图1B、图2A和图2B的结构的另一个用途是这种2D网格式的结构，其能够具有基于不同开关的相移的可编程信号传播。
在图1A、图1B、图2A和图2B中，为了简单起见，已经示出了在ωin-ωm和ωin+ωm处的混频积，但实际上，方波换向能够以等于ωm的所有奇数倍的偏移产生混频积。
转到图3，示出了根据一些实施例的循环器架构的示例300。如图所示，循环器300包括天线端口301、发射器端口302、接收器端口304、非互易相位组件306以及传输线308、310和312。在非互易相位组件306内，存在无源混频器314、316、318和320，以及传输线322和324。
如图3所示，非互易相位组件306中的信号和分量的值可以取决于输入频率(ωin)和调制频率(ωm)。ωin表示循环器的工作频率。ωm表示其处调制混频器的频率。在一些实施例中，任何合适的频率能够被用于ωin和ωm。例如，在一些实施例中，能够使用RF/毫米波/太赫兹频率。在一些实施例中，可能需要相对于彼此来设置ωin和ωm的大小。例如，在一些实施例中，ωin-ωm和ωin+ωm处的混频信号应当是180°的异相或等效地可能需要满足以下等式：2ωmTd＝180°，其中Td是组延迟。更具体地，例如，在一些实施例中，ωin能够是28GHz并且ωm能够是9.33GHz。
在图3中的传输线的每一条被图示为具有是基于给定频率的“长度”。例如，传输线308、310和312被图示为具有等于λ/4的长度，其中λ是频率为ωin的波长。作为另一个示例，传输线322和324被图示为提供在ωin-ωm和ωin-ωm处的180°的异相或等效地为Td＝1/4(ωin/2)的组延迟。
传输线308、310、312、322和324能够以任何合适的方式实现。例如，在一些实施例中，这些传输线的一条或多条能够被实现为C-L-Cpi型集总部分。在一些其他实施例中，它们可以被实现为真正地分布式传输线。
在一些实施例中，能够由信号驱动无源混频器，如图3所示。例如，在一些实施例中，能够由信号cos(ωmt)驱动混频器314，能够由信号cos(ωmt+Φ)驱动混频器316，能够由信号sin(ωmt)驱动混频器318以及能够由信号sin(ωmt+Φ)驱动混频器320，其中对于Td＝1/4(ωm/2π)Φ为90°。
在一些实施例中，图3中示出的混频器314、316、318和320能够分别用开关组414、416、418和420来实现，如图4A所示。在一些实施例中，如图4B所示，图4A中的开关组可以各自包括四个开关402、404、406和408。
能够以任何合适的方式实现开关组中的开关。例如，在一些实施例中，能够使用NMOS晶体管、PMOS晶体管、NMOS和PMOS晶体管，或任何其他合适的晶体管或任何其他开关技术来实现开关。
在一些实施例中，开关组414、416、418和420能够分别由本地振荡器信号LO1、LO2、LO1Q和LO2Q控制，如图4A所示。在图4C中示出了示出这些信号相对于彼此的示例的时序图。在该图中，fLO等于ωm/2π。当本地振荡器(例如，LO1、LO2、LO1Q或LO2Q)为高时，相对应的开关组中的开关402和408闭合(CLOSED)，并且相对应的开关组中的开关404和406断开(OPEN)。当本地振荡器(例如，LO1、LO2、LO1Q或LO2Q)为低时，相对应的开关组中的开关404和406断开，并且相对应的开关组中的开关404和406闭合。
转到图5，示出了能够根据一些实施例实现的循环器的示意图的示例。除了传输线308被分成两半并且部分被放置在接收器节点附近之外，该循环器通常具有与图3所示相同的架构。
循环器的差分性质能够减小LO馈通并改善功率处理。能够使用2×16μm/40μm的浮体晶体管来设计完全均衡的I/Q四芯组(quads)。在TX端口和RX端口之间以对称方式放置回转器能够用于使开关寄生效应被吸收到任一侧上的λ/8部分的集总电容中。电感器Q为20的仿真(准分布)传输线能够被使用在回转器中，从而使用四级集总的π型C-L-C部分，其中布拉格(Bragg)频率为83.9GHz。TX端口和ANT端口以及ANT端口和RX端口之间的1/4传输线能够使用背面是差分导体的共面波导来实现。如图所示，能够在TX端口、ANT端口和RX端口处包括均衡-不均衡转换器以使能够单端测量，并且能够包括单独的测试结构以去嵌入均衡-不均衡转换器的响应。
转到图6，示出了图3的使用1级网格式滤波器而不是传输线322和324(图3)的体系结构的示例。能够使用任何合适的滤波器。例如，在一些实施例中，能够使用膜体声波谐振器(FBAR)滤波器、表面声波(SAW)滤波器、体声波(BAW)滤波器和/或任何其他合适的滤波器。通过使用SAW滤波器或BAW滤波器实现大延迟，能够进一步降低时钟频率。通过使用高压技术和高线性度开关设计技术，能够利用它来设计甚至更高线性度的循环器。
在一些实施例中，本文描述的电路可以以任何合适的技术实现。例如，在一些实施例中，这些电路可以以任何半导体技术实现，诸如硅、氮化镓(GaN)、磷化铟(InP)、砷化镓(GaAs)等。更具体地，例如，在一些实施例中，这些电路可以以IBM 45nm SOI CMOS工艺实现。
在图1中，能够通过改变时钟相位Φ来调谐由非互易相位分量Φ-Φ1提供的相移。其处根据Φ-Φ1(因此通过调谐Φ)实现TX到RX隔离的频率，我们能够调谐隔离频率。
转到图7，示出了一些实施例的另一示例。如图所示，根据一些实施例的时空电导调制概念能够包括在差分传输线延迟的任一端以完全均衡的方式实现的两组开关。通过具有50％占空比的周期性方波脉冲，开关能够在短路状态和开路状态之间进行调制。如图所示，传输线提供等于调制周期的四分之一(Tm/4)的延迟，并且右侧开关的调制相对于左侧上的调制延迟了相同的量(Tm/4)。在两组开关之间添加该延迟允许来自不同方向的入射信号遵循不同的路径，从而破坏了互易性。
图8A、图8B和图8C描绘了根据一些实施例的在正方向(从左侧(或端口1)到右侧(或端口2))上的信号传播的示例。如图8A所示，在调制时钟的第一半周期期间，当LO1+为高时，入射信号进入传输线，得到延迟了传输线延迟Tm/4，以及到达第二组开关。此时，LO2+为高，因此信号直接传递到输出端。类似的解释还适用于调制时钟的第二半周期(如图8B所示)：信号以正负号翻转(sign flip)进入传输线，得到延迟了Tm/4，以及正负号翻转由第二组开关进行恢复。换句话说，在正向上行进的信号在第一半周期中没有经历极性反转，并且在第二半周期中发生彼此相反的两个极性反转。因此，有效地，在正向方向上，信号在没有任何损失的情况下通过该结构，并且经历了调制周期的四分之一的延迟。这可以用时域方程来描述：
其中和分别是端口1入射信号和端口2处的发射信号。
可替选地，这种结构能够通过乘法、延迟、以及如图8C所示的乘法来建模。这里，全均衡开关工作被建模为乘以50％占空比时钟m(t)，在+1和-1之间翻转。因此输出信号能够被写成为：
其对于二进制(-1，+1)信号利用了的事实。
在图9A、图9B和图9C中示出了反向方向(从右到左)上的信号传播。如图9A所示，在调制时钟的第一半周期期间，当LO2+为高时，信号进入传输线并得到延迟了Tm/4，并且第二组开关翻转了信号正负号。类似地，在调制时钟的第二半周期期间(LO2-为高)，信号以正负号翻转进入传输线，得到延迟了Tm/4并在LO1+为高时到达输出。简而言之，从右到左行进的信号在两个半周期中经历Tm/4的传输线延迟和极性反转。这能够通过以下方式描述：
其中和分别是端口1处的入射信号和端口2处的发射信号。
基于图9C中的信号流程图的分析给出了
其对于二进制(-1，+1)50％占空比信号利用了m(t-Tm/2)m(t)-1。
根据(1)和(2)，所得的S参数能够被写成为
其中ωin和ωm分别是信号频率和调制频率。应当注意的是S11＝S22＝0，因为存在在两个半周期的任何瞬间处将传输线连接到输入和输出的一对开关。能够从(3)和(4)看出，这种广义的时空导电率调制技术理想地是无损的并且在理论上无限的带宽上打破了相位互易性。更重要的是，它作为在理论上无限的带宽上的理想的无源无损回转器(一种基本的非互易元件，其提供π的非互易相位差，并且能够用作构建块以构造任意复杂的非互易网络)。实际上，插入损耗将受到开关和传输线中的欧姆损耗以及传输线中的色散效应带宽的限制，特别是如果以准分布方式实现以吸收这些开关的电容寄生效应。
图10示出了在归一化到调制时钟频率的频率上的正向插入阶段和反向插入阶段(分别为∠S21和∠S12)的图示的示例。能够看出的是，时空导电率调制在调制频率的奇数倍处提供+/-90度的相移，即ωin＝(2n-1)ωm，其中n是正整数。使用更高的奇数倍降低了时钟频率，这方便了时钟的生成和分配，但这是以引入更多的损耗和更大的外形尺寸的更长传输线为代价。在一些实施例中，对3(ωm＝ωin/3＝8.33GHz)的调制频率比的工作能够被用于优化这种权衡。
在一些实施例中，调制时钟中的占空比损害可能对反方向上的工作产生不利影响。例如，让我们假设理想从50％占空比偏离了ΔTm。因为m(t-Tm/4)m(t-Tm/4)继续为+1，所以正向保持不受影响，但在反向上，m(t-Tm/2)n(t)将给出具有脉冲宽度为ΔT和周期为Tm/2的脉冲串，如图11所示。因此，偏离50％占空比将导致反方向上的损耗，因为由于m(t-Tm/2)m(t)中的2ωm个内容，功率的一些部分将转移到混频频率。S12在工作频率变为
如图12A所示，根据一些实施例，能够将非互易相移元件(回转器)嵌入在3λ/4传输线环内，以实现非互易循环器。在顺时针方向上，传输线的-270度相移增加到通过回转器的-90度相移，从而实现了波传播。在逆时针方向上，传输线的-270度相移增加到回转器的+90度相移，从而抑制了波传播。
在一些实施例中，通过引入彼此分开λ/4的三个端口，能够实现三端口循环器，如图12B所示。在一些实施例中，回转器能够被对称地放置在TX和RX端口之间。在ωin＝3ωm处的循环器的S参数能够被推导为：
其中TX是端口1，ANT是端口2，以及RX是端口3
图13示出了根据一些实施例的8.33GHz LO路径的框图和电路图的示例。如图所示，驱动开关的四个正交时钟信号可以从8.33GHz处的两个输入差分正弦信号中生成。两级多相滤波器(对于R和C值变化高达15％，相位不均衡＜2度)能够用于生成具有0/90/180/270度相位关系的8.33GHz正交信号。在多相滤波器之后，能够使用在末级具有电感峰值的三级自偏置CMOS缓冲器链来生成用于开关的方波时钟信号。将(使用4×40μm/40nm浮体设备实现的)独立控制的NMOS变容二极管放置在差分LO输入处，以补偿多相滤波器的I/Q不均衡。这提供了能够用于优化循环器性能的+/-10度的I/Q校准范围。
虽然这里将单个传输线图示为具有某些延迟，但是这种传输线能够被实现为具有相同总延迟的两个或更多个传输线。
尽管已经在前述说明性实施方式中描述和说明了所公开的主题，但应当理解的是，本公开仅通过示例的方式进行，并且所公开的主题的实现细节的许多变化可以在不脱离所公开主题的精神和范围的情况下，可以仅由所附权利要求限制。可以以各种方式组合和重新布置所公开的实施方式的特征。

Claims (11)

1.一种电路，包括：
第一差分传输线，所述第一差分传输线具有：第一端，所述第一端具有第一连接部、第二连接部；以及第二端，所述第二端具有第三连接部和第四连接部；
第一开关，所述第一开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第一开关的所述第一侧被连接到所述第一连接部；
第二开关，所述第二开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第二开关的所述第一侧被连接到所述第一连接部；
第三开关，所述第三开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第三开关的所述第一侧被连接到所述第二连接部，并且所述第三开关的所述第二侧被连接到所述第一开关的所述第二侧；
第四开关，所述第四开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第四开关的所述第一侧被连接到所述第二连接部，并且所述第四开关的所述第二侧被连接到所述第二开关的所述第二侧；
第五开关，所述第五开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第五开关的所述第一侧被连接到所述第三连接部；
第六开关，所述第六开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第六开关的所述第一侧被连接到所述第三连接部；
第七开关，所述第七开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第七开关的所述第一侧被连接到所述第四连接部，并且所述第七开关的所述第二侧被连接到所述第五开关的所述第二侧；以及
第八开关，所述第八开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第八开关的所述第一侧被连接到所述第四连接部，并且所述第八开关的所述第二侧被连接到所述第六开关的所述第二侧。
2.如权利要求1所述的电路，还包括：
第二差分传输线，所述第二差分传输线具有：第一端，所述第一端具有第五连接部、第六连接部；以及第二端，所述第二端具有第七连接部和第八连接部；
第九开关，所述第九开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第九开关的所述第一侧被连接到所述第五连接部；
第十开关，所述第十开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第十开关的所述第一侧被连接到所述第五连接部；
第十一开关，所述第十一开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第十一开关的所述第一侧被连接到所述第六连接部，并且所述第十一开关的所述第二侧被连接到所述第九开关的所述第二侧；
第十二开关，所述第十二开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第十二开关的所述第一侧被连接到所述第六连接部，并且所述第十二开关的所述第二侧被连接到所述第十开关的所述第二侧；
第十三开关，所述第十三开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第十三开关的所述第一侧被连接到所述第七连接部；
第十四开关，所述第十四开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第十四开关的所述第一侧被连接到所述第七连接部；
第十五开关，所述第十五开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第十五开关的所述第一侧被连接到所述第八连接部，并且所述第十五开关的所述第二侧被连接到所述第十三开关的所述第二侧；以及
第十六开关，所述第十六开关具有第一侧、第二侧和控制部，其中，所述第十六开关的所述第一侧被连接到所述第八连接部，并且所述第十六开关的所述第二侧被连接到所述第十四开关的所述第二侧，其中，所述第五连接部被连接到所述第一连接部，所述第六连接部被连接到所述第二连接部，所述第七连接部被连接到所述第三连接部，以及所述第八连接部被连接到所述第四连接部。
3.如权利要求1所述的电路，还包括：
至少一个差分传输线，该差分传输线具有所述电路的工作频率的周期的四分之三的总延迟，该差分传输线具有第一侧以及具有第二侧，该第一侧具有第九连接部和第十连接部，该第二侧具有第十一连接部和第十二连接部，其中，所述第九连接部被连接到所述第一开关的所述第二侧，所述第十连接部被连接到所述第四开关的所述第二侧，所述第十一连接部被连接到所述第五开关的所述第二侧，以及所述第十二连接部被连接到所述第八开关的所述第二侧。
4.如权利要求3所述的电路，其中，所述至少一个差分传输线包括：
第三差分传输线，所述第三差分传输线具有所述电路的所述工作频率的所述周期的四分之一的延迟；
第四差分传输线，所述第四差分传输线具有所述电路的所述工作频率的所述周期的四分之一的延迟；以及
至少一个第五差分传输线，所述第五差分传输线具有所述电路的所述工作频率的所述周期的四分之一的总延迟。
5.如权利要求4所述的电路，还包括：
发射器端口、天线端口和接收器端口，
其中，
所述第三差分传输线被连接在所述发射器端口和所述天线端口之间，并且
所述第四差分传输线被连接在所述天线端口和所述接收器端口之间。
6.如权利要求4所述的电路，其中，所述至少一个第五差分传输线包括：
第六差分传输线，所述第六差分传输线具有所述电路的所述工作频率的所述周期的八分之一的延迟；以及
第七差分传输线，所述第七差分传输线具有所述电路的所述工作频率的所述周期的八分之一的延迟。
7.如权利要求1所述的电路，其中，
所述第一开关的所述控制部和所述第四开关的所述控制部被连接到第一本地振荡器信号，
所述第二开关的所述控制部和所述第三开关的所述控制部被连接到第二本地振荡器信号，
所述第五开关的所述控制部和所述第八开关的所述控制部被连接到第三本地振荡器信号，以及
所述第六开关的所述控制部和所述第七开关的所述控制部被连接到第四振荡器信号。
8.如权利要求7所述的电路，其中，
所述第一振荡器信号和所述第一振荡器信号以及所述第二振荡器信号是180度的异相，
所述第三振荡器信号和所述第四振荡器信号是180度的异相，并且
所述第三振荡器信号从所述第一振荡器信号延迟了所述电路的工作频率的周期的四分之一。
9.如权利要求8所述的电路，其中，
所述第一本地振荡器、所述第二本地振荡器、所述第三本地振荡器和所述第四本地振荡器均具有50％的占空比。
10.如权利要求1所述的电路，其中，
所述第一差分传输线具有所述电路的工作频率的周期的四分之一的延迟。
11.如权利要求1所述的电路，其中，
所述第一差分传输线被实现为至少一个C-L-C pi型集总部分。
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