CN110050195A - 电流感测电路和包括电流感测电路的电流感测组件 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种与布置在具有初级电流的导体周围的罗戈夫斯基线圈(2)一起使用的电流感测电路(100)，所述电流感测电路包括输入端子(102、104)，所述输入端子被构造成接收所述罗戈夫斯基线圈的输出电压；模数转换器(112)，所述模数转换器被构造成将差分电压转换成数字差分电压信号；数字积分器(114)，所述数字积分器被构造成接收所述数字差分电压信号、实现离散时间传递函数以及输出数字积分器输出信号，所述离散时间传递函数是模拟积分器的传递函数的变换；和直流阻塞滤波器(116)，所述直流阻塞滤波器被构造成从所述数字积分器输出信号中去除直流偏压以及输出与所述导体中的所述初级电流成比例的数字电流输出信号。

Description

电流感测电路和包括电流感测电路的电流感测组件

背景技术

技术领域

本发明所公开的概念整体涉及电路，并且具体地涉及用于解析来自罗戈夫斯基线圈的输出的电流的电流感测电路。

发明背景

准确测量电流对于许多保护、计量和控制应用是重要的。在许多电流测量技术中，基于罗戈夫斯基线圈的电流感测技术已广泛用于在保护、计量和监测应用中测量交流电流(AC)或高速电流脉冲。

图1为罗戈夫斯基线圈2的等轴视图。罗戈夫斯基线圈2包括缠绕在非磁芯上的线圈。因此，罗戈夫斯基线圈不会饱和并且提供宽的工作电流范围。罗戈夫斯基线圈2被布置用于感测流过导体8的电流i_P(t)。罗戈夫斯基线圈2的输出为其输出端子4、6之间的电压v_R(t)。

图2为与图1的罗戈夫斯基线圈2一起使用的电流感测电路的电路图。电流感测电路包括端子10、12，该端子连接到图1的罗戈夫斯基线圈2的输出端子4、6。在端子10、12之间实现电压v_R(t)。铁氧体珠14、16电连接到端子10、12并且抑制电压v_R(t)中的高频噪声。铁氧体珠14、16的输出电连接到包括两个电阻器18、20和电容器22的电阻器-电容器-电阻器分流电路。两个电阻器18、20和电容器22构成RC滤波器，该RC滤波器用作模拟积分器。仪表放大器24电连接在电容器22两端。仪表放大器24的输出电压v_o(t)与流过导体8的电流i_P(t)成比例。

使用图2的电流感测电路来解析流过图1的导体8的电流i_P(t)存在一些挑战。首先，难以根据罗戈夫斯基线圈2的相对较小的输出电压v_R(t)来解析电流i_P(t)。其次，难以应对在断路器操作中频繁发生的大的温度变化。

如前所述，罗戈夫斯基线圈2包括非磁芯。由于非磁芯，与导体和具有磁芯的电流感测元件(诸如电流互感器)之间的相互耦合相比，罗戈夫斯基线圈2和导体8之间的相互耦合较小。这导致罗戈夫斯基线圈2的输出电压v_R(t)较小。此外，如在图2的电流感测电路中所使用的，模拟积分器的使用加剧了这种情况。与罗戈夫斯基线圈2的输出电压v_R(t)相比，仪表放大器24的输出电压v_o(t)甚至更小。较小电压比较大电压具有更小的信噪比(SNR)。因此，较小电压更易受噪声的影响，并且当需要高精度时(诸如在计量和控制应用中)可能会造成困难。

表1示出了罗戈夫斯基线圈(诸如图1的罗戈夫斯基线圈2)的工作温度与线圈电阻之间的关系。

表1

工作温度(℃)	线圈电阻(Ω)
		24.4	102.08
40	108.55
		60	116.52
80	124.25
		100	131.92
120	139.63
		140	147.56
160	155.30
		180	162.83

如表1所示，温度变化引起罗戈夫斯基线圈的线圈电阻的变化。如果图2的电流感测电路与罗戈夫斯基线圈集成在一起，则图2的电流感测电路的部件的特性(诸如两个电阻器18、20的电阻)可也由于温度变化而改变。电流感测电路的特性变化可使得难以准确地测量电流。一些断路器内部的温度可达到160℃，因此难以使用图2的电流感测电路来准确地测量此类应用中的电流。

电流感测电路存在改进的余地。

发明内容

这些需要和其他需要通过本发明所公开的概念的实施方案而得以满足，在所述实施方案中电流感测电路包括数字积分器。

根据本发明所公开的概念的一个方面，与布置在具有初级电流的导体周围的罗戈夫斯基线圈一起使用的电流感测电路包括：输入端子，该输入端子被构造成接收罗戈夫斯基线圈的输出电压；滤波元件，该滤波元件被构造成从输出电压中滤除高频电压并且输出经滤波的输出电压；放大器，该放大器被构造成接收经滤波的输出电压并且产生差分电压；模数转换器，该模数转换器被构造成将差分电压转换为数字差分电压信号；数字积分器，该数字积分器被构造成接收数字差分电压信号、实现离散时间传递函数以及输出数字积分器输出信号，该离散时间传递函数是模拟积分器的传递函数的变换；直流阻塞滤波器，该直流阻塞滤波器被构造成从数字积分器输出信号中去除直流偏压以及输出与导体中的初级电流成比例的数字电流输出信号。

根据本发明所公开的概念的另一方面，实现数字积分器的方法包括：提供采样频率f_s；提供额定供电频率f_e；提供样本的相位差数量Δn；使用以下等式获得额定条件下的电网归一化角频率：

基于以下等式获得第一系数a₁：

基于以下等式获得第二系数：

使用第一系数a₁和第二系数b₀将数字积分器实现为数字滤波器。

根据本发明所公开的概念的另一方面，实现数字积分器的方法包括：提供采样频率f_s；提供额定供电频率f_e；提供样本的相位差数量Δn；使用以下等式获得额定条件下的电网归一化角频率：

基于以下等式获得第一系数a₁：

基于以下等式获得第二系数b₀和第三系数b₁：

使用第一系数a₁、第二系数b₀和第三系数b₁将数字积分器实现为数字滤波器。

附图说明

当结合附图阅读时，可以从以下优选的实施方案描述中获得对本发明所公开的概念的完整理解，其中：

图1为罗戈夫斯基线圈的等轴视图；

图2为与图1的罗戈夫斯基线圈一起使用的电流感测电路的电路图；

图3为根据本发明所公开的概念的示例性实施方案的电流感测电路的电路图；

图4为初级电流、罗戈夫斯基线圈的输出电压和初级电流信号的波形的曲线图；

图5为根据本发明所公开的概念的示例性实施方案的用于确定数字积分器的系数的方法的流程图；

图6为根据本发明所公开的概念的示例性实施方案的用于确定数字积分器的系数的另一方法的流程图；

图7a为根据本发明所公开的概念的示例性实施方案的数字双二阶滤波器的信号流程图；

图7b和图7c为根据本发明所公开的概念的示例性实施方案在数字双二阶滤波器中实现的数字积分器的信号流程图；并且

图7d为根据本发明所公开的概念的示例性实施方案在数字双二阶滤波器中实现的DC阻塞滤波器的信号流程图。

优选实施方案描述

本文使用的方向短语，诸如例如左、右、前、后、顶部、底部、以及它们的衍生词，涉及附图中所示的元件的取向，并且并不限制权利要求书，除非在其中明确地表述。

如本文所用，术语“处理器”应意指可存储、检索和处理数据的可编程模拟和/或数字设备：计算机；工作站；个人计算机；微处理器；微控制器；微型计算机；中央处理单元；大型计算机；小型计算机；服务器；联网处理器；或者任何合适的处理设备或装置。

如本文所用，两个或更多个零件“联接”在一起的表述应当意为这些零件直接接合在一起或通过一个或多个中间零件接合在一起。

图3为根据本发明所公开的概念的示例性实施方案的电流感测电路100的电路图。电流感测电路100被构造成接收罗戈夫斯基线圈的输出电压作为输入，该罗戈夫斯基线圈的输出电压为诸如，例如但不限于图1的罗戈夫斯基线圈2的输出电压v_R(t)。电流感测电路100包括第一输入端子102和第二输入端子104。第一输入端子102和第二输入端子104可以电连接到罗戈夫斯基线圈的输出端子，诸如图1的罗戈夫斯基线圈2的输出端子4、6。电流感测电路100和罗戈夫斯基线圈2一起形成电流感测组件。

电流感测电路100还包括第一滤波器106和第二滤波器108。第一滤波器106和第二滤波器108分别电连接到第一输入端子102和第二输入端子104。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，第一滤波器106和第二滤波器108是这样的滤波器，该滤波器被构造成滤除通过第一输入端子102和第二输入端子104接收的高频电压。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，第一滤波器106和第二滤波器108是铁氧体珠。然而，本领域的普通技术人员将理解，在不脱离本发明所公开的概念的范围的情况下，可以采用其他类型的滤波器作为第一滤波器106和第二滤波器108。

第一滤波器106和第二滤波器108的输出电连接到放大器110。放大器110被构造成从第一滤波器106和第二滤波器108的输出产生差分电压v′_R(t)。差分电压v′_R(t)是浮动电压，该浮动电压是第一滤波器106与第二滤波器108的输出之间的差值。放大器110的输出电连接到模数转换器(ADC)112。ADC 112被构造成在离散时域中将差分电压v′_R(t)转换为数字差分电压信号v_R[n]。

ADC 112的输出被提供到数字积分器114，并且ADC 112被构造成将数字差分电压信号v_R[n]提供到数字积分器114。数字积分器114被构造成对数字差分电压信号v_R[n]进行积分以产生数字积分器输出信号v_D[n]。

在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114实现传递函数，该传递函数是模拟积分器的传递函数的离散时间变换。例如且非限制地，数字积分器114可以实现对由图2的电流感测电路的电阻器18、20和电容器22形成的模拟积分器的传递函数的离散时间变换。例如，图2的模拟积分器在s域中的传递函数如等式1所示：

在等式1中，H(s)是模拟积分器在s域中的传递函数，V_o(s)是仪表放大器24在s域中的输出，并且V_R(s)是罗戈夫斯基线圈2在s域中的输出电压。电容器22的电容为C，并且电阻器18、20各自的电阻为R/2。

在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114实现对使用脉冲不变变换获得的模拟积分器的传递函数的离散时间变换。使用图2的模拟积分器作为示例，模拟积分器的传递函数(等式1中所示的H(s))的逆拉普拉斯变换示于等式2中。

h_a(t)＝α·e^-αt·u(t) (等式2)

在等式2中，h_a(t)是模拟积分器在连续时域中的传递函数，并且u(t)为单位阶跃函数。模拟积分器的离散时间脉冲响应h_d[n]示于等式3中。量T_S表示采样间隔。n表示时间索引，即离散时间系统中的第n个样本。

h_d[n]＝T_S·h_a(nT_S) (等式3)

等式4示出了将模拟积分器在连续时域中的传递函数h_a(t)代入等式3的结果。

将z变换应用于等式4中所示的离散时间脉冲响应h_d[n]产生了等式5中所示的离散时间传递函数H(z)。

在等式5中，x(z)和y(z)分别为数字积分器114的输入和输出。在等式5中，并且b₀＝α·T_s。z^-1表示一个样本延迟。等式5中所示的离散时间传递函数H(z)是使用脉冲不变变换获得的图2的模拟积分器的传递函数的离散时间变换。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114实现等式5中所示的离散时间传递函数H(z)。

在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114实现对使用双线性变换获得的模拟积分器的传递函数的离散时间变换。等式6是离散时间近似。

用等式6中所示的离散时间近似代入等式1中的s产生等式7中所示的离散时间传递函数H(z)。

在等式7中，并且等式7中所示的离散时间传递函数H(z)是使用双线性变换获得的图2的模拟积分器的传递函数的离散时间变换。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114实现等式7中所示的离散时间传递函数H(z)。

根据等式5，数字积分器114具有系数a₁和b₀。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，基于数字积分器114的相位延迟来设置系数a₁和b₀。

在本发明所公开的概念的示例性实施方案中，数字积分器114的系数a₁和b₀实现了这样的离散时间传递函数，该离散时间传递函数是模拟积分器的传递函数(例如但不限于，等式5中所示的离散时间传递函数H(z))的脉冲不变变换，并且系数a₁和b₀为基于数字积分器114的相位延迟设定的。

在该示例性实施方案中为了计算系数a₁和b₀，可用的是首先计算数字积分器114的振幅和相位响应。等式8是当用e^jω替代z时等式5的离散时间传递函数H(z)的频率响应。

根据等式8，可以获得数字积分器114的振幅响应A(ω)和相位响应振幅响应A(ω)示于等式9中，并且相位响应示于等式10中。

通过导体8(图1)的初级电流i_p(t)以等式11示出。

在等式11中，A_p为初级电流的振幅，f_e(以赫兹为单位)为额定供电频率，并且相移对于额定供电频率为60Hz的电网，f_e＝60Hz。在给定等式11中所示的初级电流i_p(t)的情况下，罗戈夫斯基线圈2的输出电压v_R(t)示于等式12中。

在等式12中，其中μ₀是罗戈夫斯基线圈2的磁导率，N是罗戈夫斯基线圈2的匝数，h₀是罗戈夫斯基线圈2的高度，r₂是罗戈夫斯基线圈2的外半径，并且r₁是罗戈夫斯基线圈2的内半径(示于图1)。

等式13示出了罗戈夫斯基线圈2在离散时域中的输出电压。

v_R[n]＝2πM_RA_Pf_ecos(2πf_e·nT_S)＝2πM_RA_Pf_ecos(ω_e·n) (等式13)

在等式13中，是在额定条件下的电网归一化角频率。f_s是ADC 112的采样频率(以赫兹为单位)。其通过f_s＝1/T_S而与采样间隔相关。数字积分器114接收罗戈夫斯基线圈2的输出电压信号v_R[n]作为输入并且计算初级电流信号y[n]。在给定等式9和等式10中所示的数字积分器114的振幅响应和相位响应的情况下，来自数字积分器114的初级电流信号y[n]示于等式14中。

在等式14中，A(ω_e)和分别是数字积分器114在ω_e处的振幅响应和相位响应。如果则初级电流信号y[n]与 成比例。等式15示出了与之间的相位差(以弧度为单位)。

需注意，相位差对应于罗戈夫斯基线圈2中的初级电流信号y[n]与初级电流i_p(t)之间的相位超前。图4示出了罗戈夫斯基线圈2的输出电压v_R(t)、初级电流i_p(t)和初级电流信号y[n]的波形，并且提供了初级电流信号y[n]与初级电流i_p(t)之间的相位差的视觉图示。

可以使用等式16来确定样本的相位差数量Δn(即，初级电流信号y[n]与初级电流i_p(t)之间的样本数量)。

使用等式10、等式15和等式16，可以确定Δn与系数a₁之间的关系。该关系示于等式17中。

一旦确定了系数a₁，就有不同的方式来确定系数b₀。例如且非限制地，在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114在额定条件下的电网归一化角频率ω_e处具有单位增益。使用等式9并且将数字积分器114的振幅响应A(ω_e)设定为在额定条件下的电网归一化角频率ω_e处的振幅响应，可以导出等式18，等式18示出了当数字积分器114在额定条件下的电网归一化角频率ω_e处具有单位增益时系数a₁与b₀之间的关系。

使用等式17和等式18，可以输入样本的相位差数量Δn、采样频率f_s和额定供电频率f_e以确定系数a₁和b₀。例如且非限制地，在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，样本的相位差数量Δn是1，采样频率f_s是4800Hz，并且初级电流频率f_e是60Hz。相应系数a₁和b₀分别为0.9969和0.07846。

表2示出了当采样频率f_s为4800Hz且初级电流频率f_e为60Hz时，系数a₁和b₀的一些值。

表2

Δn	a<sub>1</sub>	b<sub>0</sub>
			1	0.9969	0.07846
2	0.9907	0.07870
			3	0.9845	0.07944
4	0.9781	0.08069

图5是当数字积分器114使用离散时间传递函数时基于采样频率f_s、额定供电频率f_e和样本的相位差数量Δn来计算系数a₁和b₀的流程图，该离散时间传递函数是模拟积分器的传递函数的脉冲不变变换。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，系数b₀可以通过非零因子k_b缩放成系数b′₀。

首先，提供采样频率f_s、额定供电频率f_e，以及样本的相位差数量Δn。在200处使用获得额定条件下的电网归一化角频率ω_e。在202处使用等式17获得第一系数a₁，并且在204处使用等式18获得第二系数b₀。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，可以在206处缩放第二系数b₀以获得经缩放的第二系数b′₀。

在所公开的概念的一些示例性实施方案中，采样频率f_s经选择为额定供电频率f_e的预定倍。在这种情况下，即使额定供电频率f_e变化，系数a₁和b₀也将保持相同。

当数字积分器144实现离散时间传递函数(其为模拟积分器的传递函数的脉冲不变变换)时，等式8至等式18与确定数字积分器114的系数a₁和b₀相关。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114实现离散时间传递函数，该离散时间传递函数是模拟积分器的传递函数的双线性变换。在这种情况下，以下等式可用于确定系数a₁、b₀和b₁。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，系数b₀和b₁是相等的。

等式7中的离散时间传递函数H(z)是模拟积分器的传递函数的双线性变换。等式7的离散时间传递函数的频率响应示于等式19中。

根据等式19，可以确定振幅响应和相位响应，振幅响应和相位响应分别示于等式20和等式21中。

分别通过等式15和等式16来提供相位差和样本的相位差数量Δn。使用等式15、等式16和等式21，可以确定样本的相位差数量Δn与系数a₁之间的关系，如等式22所示。

假设数字积分器114在ω_e处具有单位增益，则通过等式23来提供系数b₀。

表3示出了当额定供电频率f_e为50Hz并且采样频率f_s为4000Hz(例如，采样频率f_s为额定供电频率f_e的80倍)时系数a₁、b₀和b₁的一些值。

表3

Δn	a<sub>1</sub>	b<sub>0</sub>	b<sub>1</sub>
				1	0.9938	0.03929	0.03929
2	0.9876	0.03953	0.03953
				3	0.9813	0.04003	0.04003
4	0.9748	0.04079	0.04079

图6是当数字积分器114使用离散时间传递函数时基于采样频率f_s、额定供电频率f_e和样本的相位差数量Δn来计算系数a₁、b₀和b₁的流程图，该离散时间传递函数是模拟积分器的传递函数的双线性变换。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，系数b₀和b₁可以通过非零因子k_b缩放成系数b′₀和b′₁。

首先，提供采样频率f_s、额定供电频率f_e，以及样本的相位差数量Δn。在210处使用获得额定条件下的电网归一化角频率ω_e。在212处使用等式22获得第一系数a₁。在214和216处使用等式23获得第二系数b₀和第三系数b₁。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，可以在218和220处缩放第二系数b₀和第三系数b₁以获得经缩放的第二系数b′₀和经缩放的第三系数b′₁。

根据本发明所公开的概念的示例性实施方案，可以精确地设计和调谐数字积分器114的相位延迟(例如，样本的相位差数量Δn)。与模拟积分器(诸如图2所示的电流感测电路中使用的模拟积分器)相比，该设计和调谐提供了对相位延迟的更精确控制。调谐数字积分器114的相位延迟的能力大大简化了计量校准任务，并且有助于满足保护、计量和监测应用中的性能限制。

重新参照图3，电流感测电路100还包括DC阻塞滤波器116。DC阻塞滤波器116被构造成接收数字积分器114的输出。DC阻塞滤波器116被构造成对数字积分器的输出进行滤波，以从数字积分器114的输出中去除DC偏压。DC阻塞滤波器116产生数字电流输出信号i_Q[n]。数字电流输出信号i_Q[n]与初级电流i_p(t)成比例。

在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，DC阻塞滤波器116实现等式24中所示的传递函数。

在等式24中，0＜a₁＜1，b₀＝1，并且b₁＝-1。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，a₁的值经选择为接近1，以提供较好的DC阻塞性能。

在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114和DC阻塞滤波器116可以实现为数字双二阶滤波器，也称为数字双二次滤波器。在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字双二次滤波器具有等式25中所示的传递函数。

表4示出了基于在数字双二阶滤波器中实现的部件的类型，对系数a₁、a₂、b₀、b₁和b₂的选择。

表4

图7a为数字双二次滤波器在离散时域中的信号流程图。在图7a中，x[n]是数字双二次滤波器的输入，并且y[n]是数字双二次滤波器的输出。将表4中的系数值应用于图7a的信号流程图产生了对应于可以在数字双二次滤波器中实现的不同类型滤波器的信号流程图。图7b是使用脉冲不变变换的数字积分器的信号流程图。图图7c是使用双线性变换的数字积分器的信号流程图，并且图7d是DC阻塞滤波器的信号流程图。

在本发明所公开的概念的一些示例性实施方案中，数字积分器114的数字积分器输出信号v_D[n]可以用于电路保护的目的，并且数字电流输出信号i_Q[n]与初级电流i_p(t)成比例并且可以用于计量或控制目的。然而，本领域的普通技术人员将理解，在不脱离本发明所公开的概念的范围的情况下，输出v_D[n]和i_Q[n]可以用于任何目的。

ADC 112可以使用任何合适的电子部件来实现，该电子部件为诸如，例如但不限于集成电路和/或其他电路部件。数字积分器114和DC阻塞滤波器116可以使用任何合适的电子部件来实现，该电子部件为诸如，例如但不限于微芯片、其他电路部件，和/或数字滤波应用中使用的电子部件。可以使用任何合适的部件来实现ADC 112、数字积分器114和DC阻塞滤波器116中的一者或多者。例如且非限制地，可以在处理器中实现ADC 112、数字积分器114和DC阻塞滤波器116中的一者或多者。处理器可以具有相关联的存储器。处理器可以是例如但不限于微处理器、微控制器，或一些其他合适的处理设备或电路，它们与存储器或另一合适的存储器交接。存储器可以是各种类型的内部和/或外部存储介质中的一种或多种中的任何一种，该各种类型的内部和/或外部存储介质为诸如但不限于RAM、ROM、EPROM、EEPROM、FLASH等，它们提供存储寄存器(即，机器可读介质)以用于进行数据存储，诸如以计算机的内部存储区域的方式进行数据存储，并且可以是易失性存储器或非易失性存储器。存储器可以存储一个或多个例程，该一个或多个例程在由处理器执行时使处理器实现其功能中的至少一些功能。

虽然已经详细地描述了本发明所公开的概念的特定实施方案，但是本领域的技术人员应当理解，可以根据本公开的总体教导内容来开发出那些细节的各种修改和替换。因此，所公开的特定布置仅是说明性的，而不限制本发明所公开的概念的范围，本发明所公开的概念的范围由所附权利要求书的全部范围及其任何和所有等同物给出。

Claims (15)

1.一种与布置在具有初级电流的导体(8)周围的罗戈夫斯基线圈(2)一起使用的电流感测电路(100)，所述电流感测电路包括：

输入端子(102、104)，所述输入端子被构造成接收所述罗戈夫斯基线圈的输出电压；

滤波元件(106、108)，所述滤波元件被构造成从所述输出电压中滤除高频电压并且输出经滤波的输出电压；

放大器(110)，所述放大器被构造成接收所述经滤波的输出电压并且产生差分电压；

模数转换器(112)，所述模数转换器被构造成将所述差分电压转换为数字差分电压信号；

数字积分器(114)，所述数字积分器被构造成接收所述数字差分电压信号、实现离散时间传递函数以及输出数字积分器输出信号，所述离散时间传递函数是模拟积分器的传递函数的变换；

直流阻塞滤波器(116)，所述直流阻塞滤波器被构造成从所述数字积分器输出信号中去除直流偏压以及输出与所述导体中的所述初级电流成比例的数字电流输出信号。

2.根据权利要求1所述的电流感测电路(100)，其中由所述数字积分器实现的所述离散时间变换是所述模拟积分器的所述传递函数的脉冲不变变换。

3.根据权利要求2所述的电流感测电路(100)，其中所述模拟积分器是RC滤波器，所述RC滤波器的电阻为R并且电容为C；并且其中所述数字积分器的所述离散时间传递函数由以下等式定义：

其中T_s为采样间隔；b₀＝α·T_s；并且z^-1表示一个样本延迟。

4.根据权利要求3所述的电流感测电路(100)，其中所述数字积分器具有系数a₁和b₀；其中a₁由以下等式定义：

其中b₀由以下等式定义：

其中Δn为样本的相位差数量；f_e为额定供电频率，并且f_s为所述模数转换器的采样频率。

5.根据权利要求1所述的电流感测电路(100)，其中由所述数字积分器实现的所述离散时间变换是所述模拟积分器的所述传递函数的双线性变换。

6.根据权利要求5所述的电流感测电路(100)，其中所述模拟积分器是RC滤波器，所述RC滤波器的电阻为R并且电容为C；并且其中所述数字积分器的所述离散时间传递函数由以下等式定义：

其中T_s为采样间隔；并且z^-1表示一个样本延迟。

7.根据权利要求6所述的电流感测电路(100)，其中所述数字积分器具有系数a₁、b₀和b₁；其中a₁由以下等式定义：

并且其中b0和b1由以下等式定义：

其中Δn为样本的相位差数量；f_e为额定供电频率，并且f_s为所述模数转换器的采样频率。

8.根据权利要求1所述的电流感测电路(100)，其中所述直流阻塞滤波器具有由以下等式所定义的传递函数：

其中0＜a₁＜1，b₀＝1，并且b₁＝-1。

9.根据权利要求1所述的电流感测电路(100)，其中用数字双二阶滤波器来实现所述数字积分器和所述直流阻塞滤波器中的至少一者，所述数字双二阶滤波器具有由以下等式定义的传递函数：

其中z^-1表示一个样本延迟，z^-2表示两个样本延迟，并且a₁、a₂、b₀、b₁和b₂是系数。

10.根据权利要求9所述的电流感测电路(100)，其中用所述数字双二阶滤波器来实现所述数字积分器；其中由所述数字积分器实现的所述离散时间变换是所述模拟积分器的所述传递函数的脉冲不变变换；并且其中a₁≠0，a₂＝0，b₀≠0，b₁＝0，并且b₂＝0。

11.根据权利要求9所述的电流感测电路(100)，其中用所述数字双二阶滤波器来实现所述数字积分器；其中由所述数字积分器实现的所述离散时间变换是所述模拟积分器的所述传递函数的双线性变换；并且其中a₁≠0，a₂＝0，b₀≠0，b₁＝b₀，并且b₂＝0。

12.根据权利要求9所述的电流感测电路(100)，其中用所述数字双二阶滤波器来实现所述直流阻塞滤波器；并且其中a₁≠0，a₂＝0，b₀＝1，b₁＝-1，并且b₂＝0。

13.根据权利要求1所述的电流感测电路(100)，其中所述滤波元件包括至少一个铁氧体珠。

14.一种实现数字积分器(114)的方法，所述方法包括：

提供采样频率f_s；

提供额定供电频率f_e；

提供样本的相位差数量Δn；

使用以下等式来获得额定条件下的电网归一化角频率：

基于以下等式获得第一系数a₁：

基于以下等式获得第二系数：

使用所述第一系数a₁和所述第二系数b₀将所述数字积分器实现为数字滤波器。

15.一种实现数字积分器(114)的方法，所述方法包括：

提供采样频率f_s；

提供额定供电频率f_e；

提供样本的相位差数量Δn；

使用以下等式来获得额定条件下的电网归一化角频率：

基于以下等式获得第一系数a₁：

基于以下等式获得第二系数b₀和第三系数b₁：

使用所述第一系数a₁、所述第二系数b₀和所述第三系数b₁将所述数字积分器实现为数字滤波器。