CN1100409C - 采用空间最大似然的联合解调 - Google Patents

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Abstract

本发明描述了在无线通信系统中处理信号的方法和系统，包括在进行减少Viterbi状态数目的同时，用于控制共信道干扰的处理。提供了Viterbi MLSE过程的空间类比。描述了上行链路和下行链路两种情况。

Description

采用空间最大似然的联合解调
                     有关的申请
1994年1月11日所提交的，题为“采用干扰抵销的蜂窝通信系统”的美国专利申请序列号08/179,953在此引用作为参考。
                        背景
本发明属于诸如室内无线通信(无线PABX)、无线局域网(无线LAN)、蜂窝陆地通信系统和移动卫星通信系统的多址联接通信系统领域。这种系统的特征在于具有至少一个固定基站或中继站以维持与许多用户站或终端的通信。安排这些固定站的分布以提供覆盖区，例如，对卫星通信系统而言，要覆盖不同的国家，对蜂窝通信系统网络而言，要覆盖不同的城市，或对室内无线网络而言，要覆盖不同的楼层或走廊。
在这种系统中，用诸如每平方公里每兆赫兹爱尔兰这样的单位来度量支持许多用户的容量。因此，可以通过使用更多MHZ的带宽，或减小每个基站所覆盖的区域以使每平方公里有更多的基站来增加容量。现今的减小蜂窝小区面积的技术增加了设施的费用，所以将容量表示为每蜂窝小区每兆赫兹爱尔兰是多址联接系统的经济有效性的较好的度量。
如果相邻蜂窝小区使用相同的频率，就会发生这些蜂窝小区之间的干扰。另一方面，如果不允许相邻蜂窝小区使用相同频率，而是采用称为频率再用的规划以保证使用相同信道的蜂窝小区之间具有N个蜂窝小区的最小空间间隔，则任何一个蜂窝小区的可用信道数被减少N的平方。在母申请中表明，通过加入冗余及扩展带宽而对信号编码，使其能够克服相邻蜂窝小区干扰，从而带来比因抗干扰及被迫使用频率规划而减至最小的带宽更大的容量。这个结果取决于能够避免的(诸如在两个使用相同频率的蜂窝小区的边界上的两个终端那样的)最坏情况的干扰情形。地理上邻近的终端在此称为“同位置(cosited)”的终端。母申请采用诸如把终端分配给频率以使几乎同位置的终端不被分配相同的频率的分类处理避免了这些情形。另外，母申请还描述了采用多元天线阵列解决共信道干扰的两种不同的方法。
在第一种方法中，每个天线单元从若干终端接收一个不同的信号组合。当天线单元的数目与共信道信号的数目相同时，产生可以被解出单独的各个终端信号的一组联立方程，从而解开在空中发生的共信道信号的混合过程，使终端不是同位置。
在同位置的情况下，信号系数矩阵成为奇异的，不能求逆，方程不能解出。对那种情况，母申请公开了一个可选择的方法，在此方法中，不是试图解开发生于空中的共信道信号的混合过程，而是将混合过程应用于共信道信号的假设以预测在每个天线单元应该接收的信号，并且计算预测值与实际接收信号之间的误差作为每个假设的似然指示。应用一般被称为Viterbi算法或动态编程算法(DP)的连续最大似然估计算法，确定在几个符号周期具有最小累积误差的假设。
在母申请公开的内容中，对于在基站多元天线阵列接收许多共信道信号的情况，描述了用于联合解调由天线阵列接收的共信道信号的Viterbi算法的用法。对于二进制信号，算法的复杂性依赖于共信道信号数目的2的幂次，这样，由于对于每个加入的信号，其复杂性加倍，给处理在一个基站所接收的大量的共信道信号带来了实际的困难。
                       概述
本发明提供了一种用于在天线阵列单元从不同终端的子集接收信号的情况下控制共信道干扰的可替换的方法，例如在室内应用中，天线单元可以沿走廊间隔一定的距离分布，或在一个广域蜂窝系统中，不同单元从不同扇形小区或蜂窝小区接收信号。示范的实施例说明在这些情况下，处理的复杂性如何随所处理的共信道信号的数目只是成比例地而不是成指数地增加，因此每个装配容量的单元的复杂性基本不变。
在发明的示范应用中，一个室内无线通信系统包括用于从工作在相同无线频率信道上的手提电话单元接收无线信号的多个分布的天线。通过首先对每个手提单元的信号确定最强接收该信号的多个(例如三个)分布的天线，来避免在不同的远程单元之间的干扰。任何这样的天线也接收来自其它的手提单元的干扰的信号。通过假设由干扰单元发送的信息，估算这些干扰对有用信号接收的影响，从而使有用信号被无差错地解调。当藉使用最强接收信号的天线组来进行干扰信号的相似估计时，对于每个干扰信号的假设得到对有用信号的不同的估计并且将其存储以用于未来的分辨。为了构造实现本发明的有效设备，在用于译码在时间上连续地发送的编码符号的连续最大似然序列估计算法与在空间上连续地设置的分布天线所接收的信号的解调之间作了一个类比。
                  附图简述
当结合附图阅读时，从以下的详细描述中，将容易理解本发明的这些及其它目的、特征和优点。附图包括：
图1说明在一个长的走道中本发明的一个示范应用；
图2说明在一个封闭的走道中本发明的另一个示范应用；
图3说明在一个有限长走道中本发明的第三个示范应用；
图4描述了根据本发明的二维分布接收系统；
图5说明本发明的一个示范的卫星点波束实施例；
图6(a)表示根据本发明的示范实施例在反射柱面上的垂直共线偶极子天线阵列；
图6(b)描述了示例说明由八个扇形区偶极子阵列产生的极坐标辐射方向图；
图7表示根据本发明的一个示范实施例的处理电路的框图；
图8说明根据该示范实施例的信号处理的二维特征；以及
图9表示37个蜂窝小区的频率再用方式。
                     发明详述
为了首先说明本发明，图1表示接收天线基本上以固定的间隔分布的一个长距离走道或街道。在图1中，这些天线或基站用B1，B2，B3，B4和B5表示并且从在图1中用M-1，M0，M1，M2，M3，M4，M5和M6表示的移动单元接收信号。从分布的天线B1-B5所接收的信号，经过诸如放大、滤波及数字化的适当的局部处理以后，在一个或多个数据集合信号通道10被复用以传输到信号处理节点11。
为了简单，暂时假设每个分布天线从运行于相同频率的附近的三个移动单元接收三个信号。当然这种假设纯粹是为了说明的目的，本领域的技术人员将理解到本发明能够用于从任意多个移动单元接收任意多个信号。
例如，在图1中，基站天线B1以各自的数量c-1，c0和c1从M-1，M0及M1接收信号而基站单元B2以各自的数量c′0，c′1和c′2从M0，M1和M2接收信号，依此类推。此示范实施例用以下方法处理在处理节点11所收集的信号。
假设信号调制是二进制的(即每个信号只能取与布尔值0或1等价的算术值+1或-1)，那么假定移动单元M-1正在发送布尔值为0(算术值为+1)的比特b-1，它在基站B1以数量c-1被接收，即信号值+c-1被接收。同样地，假定M0正在发送b0，而移动单元M1正在发送b1。因此，在B1收到的总的信号，可以用S1表示，由下式给出：
S1＝c-1.b-1+c0.b0+c1.b1＝c-1+c0+c1    假设b-1＝b0＝b1＝布尔0
同样地，可以对三个未知比特进行其它七个假设并且可以构造一个包含S1的全部8个可能值的表，如下面表1所示。
                         表1
     假设     b-1      b0       b1       S1
      0       0         0         0         c-1+c0+c1
      1       0         0         1         c-1+c0-c1
      2       0         1         0         c-1-c0+c1
      3       0         1         1         c-1-c0-c1
      4       1         0         0         -c-1+c0+c1
      5       1         0         1         -c-1+c0-c1
      6       1         1         0         -c-1-c0+c1
      7       1         1         1         -c-1-c0-c1
本领域的技术人员将注意到，因为表1中一半的数值只是另一半的负数，可以利用双重对称减小S1值的计算量。计算八个S1值的一个更有效的方法是注意到第一行的值与第0行的值相差-2c1；第二行的值与第0行的值相差-2c0；第三行的值与第二行的值相差-2c1并且依此类推。因此，前4行的每个值可以通过与另一行的值作一次加法或减法来计算，而剩下的四行只是前四行的负数。因此，代替八次相加三个数的运算，只需要一次三个数相加的运算和三次加入一对数的运算。对于依赖于更多信号的大量假设，可以证明，按格雷码次序(一种二进制排列次序，使得在两个连续的假设之间只有一个二进制比特改变符号)计算信号假设是最有效的，只需要依次加上或减去诸如2c0的一个值。
按以上方法计算的信号假设在处理器节点11中被用来与从基站天线B1接收的信号样值进行比较。一般地，要计算在每个预测信号值与实际接收值之间的误差模平方，并且被加到与一个累积误差或与每个假设有关联的“度量”。于是产生下面的表2(其中的度量值完全是示范性的)。
                      表2
    假设     b-1     b0      b1       度量
    0        0        0        0         0.72
    1        0        0        1         0.39
    2        0        1        0         1.04
    3        0        1        1         1.34
    4        1        0        0         0.13
    5        1        0        1         0.32
    6        1        1        0         0.98
    7        1        1        1         0.49
在此阶段可以在假设之间作一个选择，在这种情况下行4的度量是最小误差，因此假设100是最可能的选择。然而，处理器节点11有由如B2，B3，B4和B5的其它天线接收的其它信息，这些信息在进一步处理中可以用于得到一个更可靠的判决。因此，处理器节点11可以对于在天线B2收到的b0，b1和b2的所有可能组合，继续产生假设信号值，用于与在B2接收的信号S2进行比较。然后预测信号与实际信号之间的误差平方与来自表2的对应的过去度量进行累加。一个对应的度量是与对于两个比特b0，b1的相同假设有关联的度量，这两个比特b0，b1在表2的老的假设与新的假设之间是共同的。表3表示S2的预测值和实际值之间的一些可能的新的误差值，称为DELTA(差值)度量。
                     表3
    假设    b0       b1       b2    DEITA度量
    0        0        0        0        0.82
    1        0        0        1        0.11
    2        0        1        0        1.53
    3        0        1        1        1.23
    4        1        0        0        0.96
    5        1        0        1        0.87
    6        1        1        0        1.67
    7        1        1        1        0.55对于b0，b1，b2＝000的DELTA度量可以与过去假设b-1,b0，b1＝000或100的老的度量累加，因为它们在b0，b1位置是一致的，即它们都是对应的度量。因为需要根据最小累加度量值得出可能假设的结论，所以选择具有较小度量的过去假设与DELTA度量相加。这个假设是度量为0.13的老的4号假设，得到累积度量为0.13+0.82＝0.95。为了表明两个过去度量中哪个用于与一个DELTA度量累加后产生新度量，加入一个称为路径记录(PATH HISTORY)的新列以产生表4，其中每个新的累加度量用上述用于表3第一行的方法来计算。
                          表4
路径记录    (b-1)    b0       b1       b2      累加度量
            1         0         0         0         0.95
            1         0         0         1         0.24
            1         0         1         0         1.85
            1         0         1         1         1.55
            1         1         0         0         1.94
            1         1         0         1         1.85
            1         1         1         0         2.16
            1         1         1         1         1.04
在这里，“路径记录”列只包括一个值，即与所选前趋假设有关联的假设b-1。在以上所有行该值正好是1，因为在表2中与b-1为1的假设有关联的示范的度量值正好比与b-1为0的对应的(即相同的b1和b2值的)假设有关联的度量值小。因此，在上例中，b-1＝1为最后的判决；然而，不一定都是这样的情况，可以想出在此阶段b-1仍未确定的例子。
注意到所选的用于与一个DELTA度量累加的两个度量中的较小的度量可以在创建和存储表之前确定，所以可以简化以上步骤。那么，只要存储四行，而不是八行。例如，这种方法可以用于表4，则得到表5。
                        表5
路径记录    (b-1，b0)  b1   b2     累加度量
               10        0        0     0.95
               10        0        1     0.24
               10        1        0     1.85
               11        1        1     1.04
在表5中可以看到，在此阶段保留的行的b0值不都是一致的，第四行的b0为1，头三行的b0为0。因此，在此例中，与b-1值相比，还没有达到这些b0值的最后确定。
接着，处理器节点11藉使用已有的b1、b2假设及b3假设，继续处理天线B3接收的信号，象以前一样，通过累加一个新的DELTA度量修改这四行以得到接着被压缩为最佳四行的新的八行。在这里，路径记录包括幸存的b-1，b0和b1组。如果所有幸存行的这些比特位中的一位是一致的，则是该比特的最终判决，它可以被去除并借助于诸如连续可变斜率DELTA调制(CVSD)转换器那样的数模转换器被进一步处理成(例如)语音。例如，如果b1被去除并被用此方法处理，那么得到的语音信号就是从移动单元M1发送的信号。
本领域的技术人员将认识到，除了前面示例过程是对从空间连续位置发送的数据译码以外，上面的过程在某些方面与用于以时间连续比特发送的卷积编码数据译码的Viterbi算法相似。这些发明性的过程还为其本身提供了完成发明所必要的硬件的空间分布，并且不依赖于在中央处理节点11可得到的全部信息。相反，数据通道10可以将前一阶段保留的四行从诸如B1的基站位置传递到下一个基站(即B2)，在B2的处理包括处理B2接收的信号以产生新的四行。在某些位置，可能对从一个较早的位置附近的移动单元接收的数据比特进行强行判决，如果需要，然后可沿同一数据通道传回，或将其传递到诸如节点11那样的中央节点，在中央节点可以安置移动电话交换机以将所述语音信号寻路到电话网中的目的用户。
本领域的技术人员也会认识到，上述过程不管从右向左或从左向右进行都得到相同的结果。而其它因素会在两个方向上导致不同的结果，所以，正如在1992年10月22日提交的授予Paul W.Dent等人的，题为“双向解调装置及方法”的美国专利号5,335,250中所描述的，在时间域上沿前向和后向处理可以有好处那样，上述的在空间域沿前向和后向处理也可以有好处，所公开的内容在此引用作为参考。
上面提到的其它因素包括要从所接收的信号估计的上面用c-1，c0，c1等表示的系数。这些系数是复数，描述了每个信号在经过移动单元与基站之间的传播路径或信道时的相位旋转和幅度衰减。确定这些数值通常波称为信道估计并且根据示例实施例，在此可以同时使用信道及数据序列估计。
在同时的信道及数据估计中，每译码来自移动单元的一个比特，描述从该移动单元到每个基站单元传播的系数值就被修改为新值。与时间连续Viterbi类似，可以等到对译码比特作出最后判决以后进行修改，时间连续Viterbi在题为“一种形成用于时变无线信道的信道估计方法(A Method of Forming a Channel Estimate for a Time Varing RadioChannel)”的美国专利申请序号07/942,270中被公开，所公开内容在此引用作为参考。这种方法被称为延迟判决反馈。在应用于本发明时，该方法不是在一个时间延迟之后，而是在空间的某个更向前的节点处理之后采取反馈判决。在某些实现中，既在时间延迟之后，也在空间域采用反馈。
同时的数据和信道估计的另一种方法在授予Gudmundson的美国专利号5,164,961中所描述，也在此引用作为参考。该专利公开了一种Viterbi算法，在此算法中，对上面计算过程中每行或Viterbi状态保持独立的信道估计值或系数。也就是说，相对于每个对应比特的假定保持系数c-1，c0，c1等的独立集合。这种方法的优点是可以根据关联比特假设为真的假定修改估计值，而不是等待它被判决。判决过程也不只选择一对度量中较小的作为新度量的前趋度量，而且在保留的两个关联信道中选择一个用来对下一个比特进行预测。这样，从包含于关联的路径记录中的比特判决来产生该信道的估计值。美国专利号5,164,961的技术有时也被称为“每状态信道模型”算法。
累积误差幅度平方以产生度量并用两个度量中较小的度量决定一个优选的比特判决的方法称为最大似然序列估值或MLSE，因为得到的比特序列是最高概率序列。序列概率是各个比特概率的乘积。只有当信号噪声是高斯白噪声时，二次度量累加才作为MLSE过程运行。文献中描述了几种用于累加度量的、可以简化计算的可替换的技术。例如，可以采用Ungerboeck的对角线度量分解，在MSLE解调领域的技术人员将认识到这种方法是有用的，此方法在IEEE Transactions onCommunications，卷Comm-22，第五期，第624-636页(1974)发表的题为“用于载波调制的数据传输系统的自适应最大似然接收机”的文章中被公开，在此引用作为参考。该技术允许依赖于相同比特的度量中的集合项被解码及在度量计算中对将与该比特相乘的因子进行预计算。预计算因子以来自依次隔开放置的天线的样值的向量与信道系数的共轭向量的内部乘积的形式出现，并且每次迭代可以进行一次这种计算，且这种计算不需要对状态机的每个状态重复进行，因而，节约了计算。
在当前的联合解调的应用中，被译码的比特序列不是从一个发射机在时间上连续发送的比特集合，而是由许多发射机同时发送的比特集合。因而没有必要感兴趣于使比特概率的乘积最大，而是使它们全体平均正确概率最大。这可以通过在累加之前累加DELTA度量的负指数而达到。选取使负指数的总和最大化的比特集合就得到具有最小全体平均误码概率的比特集合。
上述过程也类似于用于连续接收的卷积编码数据(即一个从过去开始连续到将来的信号流)的Viterbi译码器。然而，还可以用一个用于诸如块数据传输的非连续数据传输的Viterbi状态机作一个空间类推。这样的系统称为“咬尾”。在咬尾系统中，通过把要被编码的多个比特的第一个比特装入编码寄存器而初始化卷积编码器。编码器产生多个编码的比特，然后，一个新的比特被移入到寄存器。此过程一直继续到有限多个比特都已被编码然后先输入的比特被再输入以形成输入比特的一个完整的环，从而产生对应的输出比特的环。对于以一个块接收的这样的一个编码比特环，译码器可以在环的任意节点开始工作并且可以继续处理按顺时针或逆时针顺序移动的比特直到收敛到一个唯一译码结果。
图2说明根据本发明的示范实施例将咬尾原理应用于分布网络所作的空间类比。可以类比为环绕建筑物的一层楼外墙的走道。在走道上以基本规则的间隔放置分布的室内无线通信系统的天线(即位于固定基站B1-B8的那些天线)以形成一个完整的环。移动单元M0-M8被安置在走道上并正在向天线发射信号。数据通道20收集来自环的信号，为了进一步集中处理这些信号，可以进行部分本地处理，例如在无线PABX22中。数据通道还可以用来在所述分布的天线单元和它们的本地处理单元之间发送和接收信号。
无论是分布的还是集中的，处理都包括在环的任何位置开始并假设在那个位置上接收到信号。为了引入在其它天线接收的信息，本地处理之后，信息被接着在环中沿任一方向或两个方向传递。当信息传遍环时，假设的最后比特的结果对于相同的原先假设的比特与幸存假设比较，如果完全一致，就中止处理。如果在那个阶段没有得到完全的一致，可以再继续绕环处理若干个天线段，直到达到一致。因为这一过程是在空间域、而不是时间域中进行的，所以，除了有限的处理速度而导致的少量的时延外，在达到的最后结果中不含有时延。
另一种中止Viterbi过程的方法称为“尾比特”法。在该方法中，通过清零寄存器来初始化卷积编码过程。数据比特被移入寄存器并且每移一次就计算编码的比特直到最后的数据比特刚进入第一级寄存器，但还没有通过所有通路为止。通过然后把已知的“尾”比特加到寄存器使最后的数据比特被强制通过，直到最后的数据比特被溢出。译码包括从对应于已知起始条件的全零的单个假设开始。然后，假设对于第一个数据比特的两种可能值并通过计算信号的预测值及度量产生两行或两个状态来进行测试。这一过程继续进行，直到最后一个初始零溢出寄存器，在这个节点，行或状态数不再加倍并保持恒定。状态数目保持恒定的原因是，对于每个假设的新的比特，状态的数目加倍，但是因为前一个比特溢出，可以通过选择两个度量中较小的度量对它进行判决，从而再次使状态数减半。因此，状态数目保持恒定直到已知的尾比特被处理。因为尾比特是已知的，它们不会导致两种假设，而是一种假设，即已知的假设。所以，当尾比特通过先前假设的比特溢出时，状态数目在减半之前不加倍，因而，使用新的尾比特使状态数目接连地减半，直到一个单独的、最后的行或状态保留下来，这个状态包含了在路径记录中所想要的结果。
在本发明的示范实施例中与尾比特的使用类比的是，例如，图3所示的一个有限长的走道。正如在更早的实施例中一样，多个移动站(M1-M4)和天线(B1-B4)贯穿走道而分布。在这种情况下，由于紧邻走道末端的天线(BT0和BTn+1)接收信号取决于被发送的未知比特的减少的数目，因而允许假设被接连地减半直到剩下一个单个结果为止，于是导致空间Viterbi中止。正是因为尾比特导致了比咬尾产生更多的编码比特，所以，在类比中，在“有限走道”的情况使用了比要被解出的共信道信号数目更多的天线，而在咬尾情况下，天线的数目可以与共信道信号数目相等。因此，使用“尾比特”译码类比是借助“尾天线”的联合解调。
关于在一个天线接收的每个信号取决于相同数目(例如三个)的移动站的发送的假设，是以上讨论的固有的性质。本发明还可以扩展到可变数目的情况，这种情况没有和卷积译码器的已知的类比。如果要作这样的类比的话，则可以将其描述为一个动态变化的约束长度及动态变化的编码多项式的卷积码编码。在描述本发明的通用形式之前，在图4和图5中给出了两种其它方案。
图4为了清晰说明了均匀间隔放置的固定基站接收天线的二维分布情况。二维分布的移动发射机M1-M9向位于B1，B2，B3，……B44的天线发射信号。
不是所有的由锯齿状箭头所表示的移动发射机与固定天线之间的信号路径都是为了清晰，但是，所示的那些路径足以表明，一般地，不同的基站接收不同数量的谱重迭的共信道干扰。例如，B11主要只从M1接收信号，而B32从M3，M6，M7，M8和M9接收信号。在二维情况，由一个天线所接收的组合信号不再象在线性分布情况那样地依赖于顺序编号的移动单元，如(M1，M2，M3)；(M2，M3，M4)；等。如果从移动单元向基站单元的信号传播发生于不规则的地带或有建筑物障碍的城市环境，这种差别会变得更加重要。这意味着一个基站没有象所期望的那样，从离它最近的移动单元接收信号，成为不可预知哪个移动单元向哪个基站提供信号的原因之一。现在可以假设这些影响可以与上述的信道系数c1，c2等一起被确定，还可以根据比信息信令速率慢得多的移动单元的移动而被修改。
图5表示二维情况的另一种变化形式。例如，如在母申请中所描述的一个有多个点波束天线的轨道卫星照射(illuminate)由B1，B2，B3表示的(与前面使用的基站天线表示法类似)地面的重叠区域。这种情况的不同是从那些区域接收信号的天线位于轨道卫星上。示例的移动站M1，M2和M3被安置在地面使得每个移动信号可以在一个或多个卫星天线波束被接收。如果以M1为代表的移动站位于一个点波束的中心，它的信号将大半只在该点波束被接收并且对相邻的波束没有意义。但是，如果一个以M2为代表的移动站，在或接近两个波束的边缘，它将提供由两个天线接收的组合信号。以M3为代表的情况导致来自M3的信号在很大程度上在至少三个天线波束(即波束B3，B5和B7)内被接收。因为一般波束信号不包括多于三个共信道干扰移动信号的有效数量，卫星有利于用来实现本发明。为了使用规则的(例如4状态)Viterbi算法，可以假设每个波束包括正好三个移动信号，尽管其中两个是很弱的。然而，如以下将进一步描述的那样，由于问题的二维特性，不根据本发明进行修改，就不能使用通常的Viterbi算法。
可以应用本发明的另一个方案是基站天线和移动单元的三维分布，正如在一个装有无线电话系统的多层大建筑物中那样。可以看到，在这种情况下，在任何天线处接收的组合信号可以包括来自其它层的谱重叠信号以及来自同一层移动单元的信号。
本发明用以下方法处理上述方案。首先确定哪一个移动单元是对在任一天线处所接收的信号的有效提供者。可以构造表6以说明在每个天线处接收的信号对由移动单元发射的信号的依赖关系。
                             表6
  移动单元号码：                           1   2   3   4   5   6   7   8   9....
    天线号码1 X X X
    天线号码2 X X X
    天线号码3 X X X X
    天线号码4 X X X
    天线号码5 X X
    天线号码6 X X X X
    天线号码7 X X X
    天线号码8 X X
    天线号码9 X X X
表6中的叉(cross)表示移动单元信号是接收的天线信号的有效提供者。当然，所有的移动单元信号都或大或小地被所有天线接收，但是，有效提供者被定义为其相对于最强信号的信号强度是在某门限之上的移动单元信号。例如，如果没有信号强于比最强信号低30分贝的门限，则认为该天线正在接收唯一一个有效信号。以上表格的9×9的大小只是为了说明，并不意味着这个大小是重要的。表的总的大小可以更大，并且，天线的数目可以超过或少于移动单元的数目。
原则上，要被描述的信号的译码过程可以从任意移动单元开始，以任意顺序执行。为了说明，把1号移动单元及在表6中第一列包括一个X的所有行标记出来。它们是第1行，第3行和第8行。然后，评估这些行以确定向相应的天线有效提供信号的其它移动单元。在本例中因此而标出移动单元2，3，5，6和8。假设每个移动单元发射二进制信号(+1或-1)，如果这些移动单元(2，3，5，6，8)发射的比特的极性是已知的，并且假定了1号移动单元的比特极性，那么，可以对应该在天线1，3，和8处接收的信号作出信号预测。由于2，3，5，6和8比特的极性是未知的，所以假定它们。因而，所有32种(即25)组合都被尝试，对每种组合，先假定1号移动单元的比特为1，而计算出天线1，3，和8的预测信号为P1，P3和P8。把预测信号与实际接收的信号R1，R3及R8进行比较，计算出的误差平方和为：
|P1-R1|2+|P2-R2|2+|P3-R3|2
假定比特1为0(即在-1或+1二进制方案中的-1)，重复这个过程，并且，对其它比特的32种状态的每一种状态，确定对于比特1给出最小误差平方和的假定。然后，对于每种情况下的这个判决，加上两个误差中较小的误差值相对于其它比特的假定被存储于表中，如表7所示。可以认识到，表7中的各项只是说明性的，并且误差平方和的值是任意的。经过上述过程的第一步骤之后，表7的实际内容将取决于所接收的信号。
                                                          表7对比特1的判决                                    对比特的假设                                 最小误差
                                           2    3    5    6    8
    10001011.0     0    0    0    0    00    0    0    0    10    0    0    1    00    0    0    1    10    0    1    0    00    0    1    0    10    0    1    1    00    0    1    1    1.   .   .   .   .   .1    1    1    1    1     3.23.52.72.34.95.14.61.8.5.9
译码过程的第二步骤可以使用比特1的判决所依赖的任何的其它比特2，3，5，6或8。可能存在一个很快会变得显而易见的最佳选择。为了说明，选择比特2(移动单元2)进行下一步译码。因此，在2号移动单元位置包括X的行被标记出来。它们是第1，2，3，5和6行。因为来自天线1和3的信号已经被估测，不需要再进行处理，所以只需考虑第2，5和6行。然后确定对天线2，5和6起作用的其它移动单元信号。在本例中这些移动单元是2，4，5，6和9。对于移动单元信号2，5和6的所有可能已经被估测并且用于预测天线1的信号的误差结果存储在表7中。为了预测天线信号2，5和6，需要假定现在起作用的新比特4和9。将比特4和9加入假设列表使假设的数目从32扩大到128。这些假设包括结合比特2为0的假定条件下的比特3，5，6，8及新比特4和9的64种组合，以及结合比特2为1的假定条件下的相同的64种组合。对每种假设，预测在天线2，5及6处的信号并计算误差平方和并将其与在所扩展的表7中对应位置的比特1的误差相加。然后，对比特3，4，5，6，8及9的64种假设的每一种，确定对于比特2给出最小总误差的假定并且选择该行保留在表中。所判定的比特2与前面判定的比特1并排存储，产生了如下面表8所示的一个新的表格。
                                                              表8对比特1和2的判决                                             对比特的假设                             最小误差
                                                   3    4    5    6    8    9
    1    00    00    00    10    10    00    10    1.    .0    0   0    0    0    0    0    00    0    0    0    0    10    0    0    0    1    00    0    0    0    1    10    0    0    1    0    00    0    0    1    0    10    0    0    1    1    00    0    0    1    1    1.    .    .    .    .    .1    1    1    1    1    1     6.54.85.93.37.89.26.53.9.7.5
将会看到，尽管与前面一样对比特1进行了判决，表8中所判定的比特1的列与表7中的列的码型不同。这是因为在表8的某一行的比特1的判决没有必要取自表7的相同行。例如，表8第一行的比特1的判决可以取自表7的第1行或第16行，取决于对比特2的判决是0还是1。表8说明在第一行对比特2的判决为“0”，因而，表7中判决比特1为“1”是适合的。当然，这些选择将随着接收信号值如何影响度量而改变。下一步，排除其信号已经被用来计算表8的误差的天线，表6中那些包括移动单元信号3的天线信号被标记出来。为了方便，将表6中剩下的没有使用的行示于下面表9。
                              表9
  移动单元号码：                            1   2   3   4   5   6   7   8   9....
    天线号码4 X X X
    天线号码7 X X X
    天线号码9 X X X
表9表明天线4和9从移动单元3接收信号。这些天线的信号取决于移动单元比特4，5，8和9。但是，在表8中，比特4，5，8和9的所有可能已经被假定。因此，不需要扩展状态数目就可以确定比特3。
于是，对于比特3，4，5，6，8和9的每种假定，预测了在天线4及9处的信号，计算与实际接收到的信号的误差，并且新的误差与表8中的先前误差累加。然后，对于比特4，5，6，8和9的32种假定的每一种假定确定bit(3)＝0的假定是否比bit(3)＝1的假定具有较小的累积误差。现在把对bit(3)的判决，连同两个累积误差中较小的累积误差及来自所选择的行的对比特1和2的相关的先前的判决一起记录在一个新的表(表10)，因为存在有对于到目前为止还未判决的比特4，5，6，8和9的32种可能的组合，表10减小到32行。
                                                        表10
    对比特1、2和3的判决                        对比特的假设                          最小误差
                                         4    5    6    8    9
            0 0 10 0 00 0 10 1 10 1 10 0 10 0 10 1 0. . .0 0 0     0    0    0    0    00    0    0    0    10    0    0    1    00    0    0    1    10    0    1    0    00    0    1    0    10    0    1    1    00    0    1    1    1.    .    .    .    .1    1    1    1    1     9.46.98.76.49.311.17.46.8.8.2
此时可以发现，表10在比特1位置只包括0。因此，现在对比特1的判决没有二义性并且可以取为该比特的最终答案。当然，这些例子中的值是任取的，然而，对表10被判决比特列的值的选取说明在判决列中较早的比特具有收敛到一个相同值的趋势。然而，这是没有必要发生的，可能必须等到处理结束再解决列中的冲突值。
在本例中只剩下一个天线信号还没有处理。该剩余信号的依赖关系示于表11。                                    表11
  移动单元号码                              1   2   3   4   5   6   7   8   9...．
    天线号码7 · X · X X
天线信号7取决于移动单元信号4，7和9。比特4和9的组合已经被测试并且在表10中给出结果。然而，现在假定比特7以预测信号7。
因此，比特7列的加入使表10中存在的32种假设被扩展到64种。从而允许对于此被扩展的表中的每一行来预测天线信号7，计算与所接收信号之间的误差并与表10已有的累积误差相加，然后，通过选择单行以达到最小误差来使过程结束。例如，这可能是下面的行。
                                                         表12对比特1，2和3的判决                                    对比特的假设                           最小误差
                                               4    5    6    7    8    9
    0 0  1     1    0    0    1    1    0     9.3
于是，所有比特1，2，3，4，5，6，7，8，9被确定为在本例、在最终所选择的行所给出的001100110。这是从9个移动单元发射的最可能的数据比特集，它最佳地解释了(在最小平方意义上)在所有9个天线处接收的信号。该结果是一个真正的最大似然结果，尽管没有必要将所有512种组合进行测试，但是，这个结果是所有29(即512)种可能组合中最佳的。省力是采用连续最大似然序列估计所得到的一个好处。与Viterbi算法不同，上述过程涉及将天线信号归类成依赖于共同发射的比特的组的步骤。这些组的大小是随机的，取决于从移动单元到基站单元的传播路径，所以，如在上例中所说明的那样，在计算表格中保留行的数目(即幸存的Viterbi状态数目)不总是一样的。
本发明还可以用于处理在使用多个扇形区天线的单个站点所接收的信号。一个多个扇形区天线以及它产生的用于接收的极坐标方向图分别示于图6(a)和图6(b)。8列同相偶极子在一个反射平面上可以产生一个8个扇形区阵列。这8个辐射波瓣或所产生的扇形区方向图是部分重叠的。在图6(b)中，诸如M2的移动单元可以位于两个波瓣中间并在两个波瓣内被平等地接收。一个诸如M1的移动单元位于一个波瓣的较中心位置，将主要被该波瓣接收，但依赖于波瓣的尖锐度，它也可在两个相邻的波瓣中被接收。因此，本发明可以通过首先确定哪个移动单元有效地提供给在每个波瓣中接收的信号的表格，然后通过应用上述的发明的过程而被使用。如果诸如M1和M2的共信道移动单元是想要的信号，母申请(在此引用作为参考)描述了如何通过假定两个移动单元不同位时的矩阵求逆方法分解出两个信号。即使两个移动单元同位置，母申请描述了Viterbi过程如何能分解共信道移动单元。但是，Viterbi过程的复杂性随要被处理的共信道移动单元的数目指数增加。本申请公开了藉利用关于不是所有移动单元都在所有天线处被有效接收的知识而减小复杂性的方法。这在如图5所描述的多波束移动卫星通信方案中是特别有益的。
当一个或多个共信道移动单元信号是不想要的干扰时，母申请描述了如何构造一个数字矩阵信号处理方法以使在解调每个有用信号时信号与噪声加干扰之比最大。一个不想要的共信道信号通过以损害有用信号增益的代价在极坐标方向图中有效地产生一个零点，或至少在这些矛盾的参数之间达到一个折衷的方法而被抑制。但是，采用本方法，在通过也假定其调制比特而被解调的信号集中有可能包含不想要的信号。
本发明的这个示范实施例使用了关于在每个天线处接收了每个信号的多少部分的估计。这可以通过在每个天线处对接收信号取样及数字化，并将若干样值存储在信号处理器的存储区中，然后进行与在每个移动单元发射中所包括的一个已知比特模式(pattern)或同步码字的相关而达到。优选地，不同的共信道移动单元的同步码字在时间上准确对齐地被接收，这可通过在呼叫建立时的时间对齐过程而保证，并且同步码字是正交的从而使一个信号不影响另一个信号的测量。如在母申请中所公开的那样，正交同步码字的优点在于，可以采用诸如快速沃尔什(Walsh)变换算法来同时进行与所有同步码字的相关。采用非正交同步码字也是可能的。因为对于一个移动单元的同步码字所得到的相关值将包括从另一个移动单元同步码字来的不想要的成分，但在事先已知的程度上，所以可以采用一个矩阵与事先已知的互相关值的逆相乘以从不想要的成分中将正确的相关分离出来。有时称这个过程为“去相关”。现在借助图7说明可以在中央处理节点处被采用的信号处理单元的框图。
来自编号为1…N的天线的数字化的样值流在定时单元190的控制下被收集在缓存器100中。当已收集了一组样值，例如对应TDMA系统的一个时隙的一组样值，而在收集属于下一组的样值的同时，处理开始。样值组包括所发射的已知的符号模式，例如，在组的中间，被未知符号所包围着。然后，定时与控制单元190激活相关器120以便对属于每个共信道信号的已知符号模式进行相关。如果已知模式被选为正交，则相关能够通过快速沃尔什变换过程被有效地执行。同步相关器为每个天线信号产生一个相关谱，即一个复数阵列，此相关谱接着被传递给相关分类器130。分类器确定并选择，例如三个最强的相关谱点。事实上，所选择的相关点的数目可以在1到某一个最大值之间变化。选择的规则可以是，例如，以从最高到最低的顺序选择值，直到所选值的能量(模的平方和)比剩余部分的能量至少超过一个预定的门限。所选值的能量表示在解调有用信号时将是有用的信号能量，而剩余部分的能量表示作为潜在引发错误的干扰而呈现的可忽略的能量；因此，选择一直继续到有用信号能量与干扰能量的比足以保证低的错误概率。
选择相关值能够满足的另一个规则是，对应于任何移动单元的同步码，至少应当选择一个相关，即在每个天线不应忽略任何移动单元信号，否则那个信号将不被解调。例如，如果一个特定的移动单元信号在所有天线都非常弱，那么上述情况就可能发生。对于信号在每个天线上都被上述第一个选择规则忽略的移动单元至少可以实现一个补充选择过程，由此，与这样的移动单元对应的相关值在所有天线被比较并且以从最强到最弱的顺序选择使得该移动单元在被选择天线的能量比在未被选择天线的能量超出一个预定的数量，或直到选出一个最大数。
更理想的规则是，对任何移动单元有关的相关值，应该包括具有对该移动单元最大相关值的天线信号。也就是说，选择过程不应忽略最佳接收一个移动单元的天线。
分类器130可以实现的一个可替换的选择策略是将来自所有天线的相关谱集合为一个N个天线(垂直地)乘M个移动单元(水平地)的二维阵列。然后在以从模最大到最小的次序的阵列中从任意位置进行选值。每次选择后，从每一行及列中所选择的能量(即模的平方和)被更新。当对于每行，从该行所选的能量比不是从该行选择的能量超出第一个门限，并且，对于每一列，从该列所选的能量比不是从该列选择的能量超出第二个门限时，选择结束。第二个结束规则表示在被组合的所有天线处从一个移动单元接收的能量比例，这部分能量被有效地使用，并且这对于使用诸如至少要被使用的接收能量的一半(即选择的与未选择的之比大于1)的门限可能是足够的。然而第一个规则表示有用能量与以干扰出现的被忽略能量之比，并且这个规则应该更严格，例如比值大于10。
可以设计其它的选择规则，例如对每个移动单元和每个天线将信号干扰比确定为在该天线处的移动单元的信号能量除以该天线到目前为止还未选择的分量中的能量的比值。然后分量的选择以信号干扰比从最佳到最差的顺序进行，每次选择后，由已选择的分量的最佳分集组合器而获得的每个移动单元的净信号干扰比通过包括新选择的作用而更新，注意到，选择一个分量不仅增加了相应的移动单元的净选择信号能量，而且把它作为干扰而去除，因为它对其它移动单元信号的影响将在信号预测器140中被模仿，因而被加以考虑。
上述讨论无意罗列可能的选择规则，而是意在能够根据本发明说明一些设备，本领域的技术人员可以通过诸如仿真，对图1至6给出的任何方案评估这些设备。为了将在母申请中所公开的Viterbi过程的复杂性减小到在此所公开的减小的复杂性，通过选择有效分量将值的N乘M矩阵减小为一个较小的集合，所有这样的过程都在权利要求所定义的本发明的构思和范围之内。
分类器130选出的相关分量被传递给信号预测器140。信号预测器140从可变状态Viterbi控制器150接收数据符号的假设，并且将它们与相应的相关相结合以便预测在为解调第一个出现的符号所选择的所有天线处的信号。例如，第一个出现的符号可以是在表7的被判决比特列中的比特，或者，当象在表8和10中那样，在被判决比特列中出现一个以上比特时，是最右边的比特。
Viterbi控制器循环通过所需的其它比特的所有组合，以便预测为解调第一个比特而被选择的所有天线处的信号，对每种组合固定第一比特以上述方式从0到1。对每种情况，信号预测器为每个天线计算信号预测并将它们传递到度量计算器110，在此将它们与实际的天线信号样值比较。每种组合的误差平方和与来自状态存储器160的任何以前的对应度量进行累加后重新写入状态存储器160中相应于所测试比特组合的地址。然后，如以上借助于表7，8和10所描述的那样，对其它比特的每种组合，Viterbi控制器150将分别对于第一(首)比特等于0和等于1时的平方和度量进行比较，并选择两个中较小的保留在状态存储器160中。所以，Viterbi控制器知道必须假设哪些其它比特，信号预测器140(或作为替换，信号分类器130)提供所需要的其它比特的一览表以预测用于解调第一比特的天线信号。此一览表是对表7中包括叉的行的被解调比特的逻辑或。Viterbi控制器在状态存储器160保持知道哪些比特组合已被测试并作为独立状态被保留在状态存储器160中，因此，当接收一览表时，能够确定是否状态存储器160中所有需要的比特已被假设，或是否状态数必须被扩展以包括其它比特的假设。这是本发明过程的一个独特的特征的一个示范性的实现，即Viterbi状态的可变数目。
过程继续直到来自除了用于产生同步相关的样值数以外的每个天线的一个样值处理已完成，以及来自每个移动单元的一个比特或符号已被解调为止。被处理的样值优选地是在时间上靠近用于相关的样值处所收集的样值，但可以来自同步模式的任一侧。然后，对来自每个天线的下一个样值重复该过程，在时间上或向前或向后移动或替换地在这两个方向移动。
如果以上述方式处理的所收集的样值组跨越的时间段足够小使得所说的相关能够代表整个组的信号强度，则没有必要更新相关值。当由于移动单元的运动而引起信号瑞利衰落相对样值组的时间间距较慢时这种情况发生。例如，对于1900MHZ无线频率以及车辆速度高达100KM/小时，0.5ms的样值组长度可以满足这个规则。对于步行速度，小于10ms的样值组长度可以满足该规则。
然而，如果长样值组，高速，或高的无线频率(短波长)导致衰落，这种衰落相对于通过与已知同步模式的相关而确定的那些值改变了在组中的信号相位和幅度，那么，在每次迭代Viterbi算法对每个移动单元的一个符号进行译码之后，更新相关值可能是理想的。然后可以认为被判决的符号是已知符号模式的扩展，允许在长度上扩展相关使得相关值可以被更新为最新的值。在这个过程中，可以去掉或逐渐地衰减最老的符号的影响。一个对于用于产生新的信号预测的信道估值进行更新的可替换步骤是，对于该信号所依赖的每种比特组合或符号，预计算对于每个天线的信号预测。下面进一步描述这个方法。当采用这个方法时，在每次Viterbi迭代之后，可以直接更新预测值，而不是更新信道估值和重新计算预测值。这种方法被称为直接更新Viterbi(DUV)，在1992年6月8日提交的、授予Paul W.Dent的、题为“自适应最大似然解调器”的美国专利号5,331,666中被进一步描述，在此引用作为参考。因为被解调的任意数据比特不能保证被扩展的相关具有正交模式，所以如上所述的去相关方法是更新相关或信道估值的优选方法。在上面引用作为参考的美国专利号5,164,961(Gudmondsson)中所公开的技术，以及Kubo(美国专利号5,081,651)是在时间上接连地译码符号之后更新信道估值的方法的实例，本领域的一般技术人员易于将这些思想应用于对如本发明所使用的多接收路径(天线)的信道估值的联合更新。因为这里所描述的发明过程被用于在空间连续位置处所接收的比特，所以这些过程可以被描述为在空间域上而不是在时间域上消除符号间干扰(ISI)，或确切地，被描述为一个“空间均衡器”。Viterbi算法是对时间ISI均衡的一种已知形式，在此被创造性地修改为对空间ISI均衡。本领域所知的时间ISI均衡器的其它形式，诸如横向均衡器，判决反馈均衡器(DFE)，最大后验似然估计量(MAP)以及反向信道均衡器，也可以根据本发明修改为适于处理空间ISI的形式。例如，时间ISI的反向信道均衡器对应于在母申请中所描述的用于消除空间ISI的矩阵求逆的方法。
诸如“简化Viterbi”，“M-算法”或“具有DFE抽头的Viterbi”这样的时间ISI均衡的混合形式已被本领域所知，所以，本领域的技术人员能够藉运用这里所述的原理构造空间ISI均衡的类比形式。因而，消除在连续隔开放置的天线接收的共信道信号之间的空间ISI的所有这些形式都被认为属于在权利要求中所陈述的本发明的范围和构思之内。现在给出关于空间均衡器运行的更详细的讨论，根据本发明的示范实施例，空间均衡器采用适于DUV应用的预计算的信号预测值。
参考表6可以看到，1号天线的信号取决于从1号，2号及5号三个移动单元发射的信号。假设移动单元发射二进制信号，以及如上所述，相关值已被确定，那么可以对移动单元/比特1，2及5的所有8种可能的组合，计算天线1的组合接收信号的预测值并把它存储在表T1(b1，b2，b5)中。同样地，对天线信号2-9，我们可以预计算T2(b2，b41b5)，T3(b1，b2，b3，b6)，T4(b3，b4，b5)，T5(b2，b5)，T6(b2，b5，b6，b9)，T7(b4，b7，b9)，T8(b1ib8)和T9(b3，b8，b9)。
对最佳比特判决b1…b9的最终度量是藉使用判决比特形成表地址的T1到T9的和。这样，算法确定了一个最佳路径，该路径将来自每个表的一个值连加以使总和最小。上述算法可以用以下符号简略表示。首先，将依赖于比特1的表集中起来，即T1(b1，b2，，，b5)，T3(b1，b2，b3，，b6)和T8(b1，，，，，，，，b8)。
将这些表加起来产生一个具有64项的新表T1′(b1，b2，b3，b5，b6，b8)。然后，比较其地址只在b1位置不同的成对的值，即0，b2，b3，b5，b6，b8和1，b2，b3，b5，b6，b8，选择两项中较小的一项保留下来并创建一个新表Tb1(b2，b3，b5，b6，b8)。此表包括32个度量值以及表明两个值中哪个被保留下来的与判决比特1有关联的值。
算法继续将具有首地址比特b2的表Tb1与把b2作为地址比特的其它表结合，即：
Tb1(b2，b3，，b5，b6，b8)
+T2(b2，，b4，b5)
+T5(b2，，，b5)
+T6(b2，，，b5，b6，，b9)
形成具有128个值的新表Tb2′(b2，b3，b4，b5，b6，b8，b9)。然后，在其地址只在b2位置不同的每一对项目中确定较小的一个并与它所在的地址的b2一起保留下来，得到具有64种值的新表Tb2(b3，b4，b5，b6，b8，b9)。现在进一步把它与也依赖于比特3的表T3和T9相结合。因为这些表所依赖的比特已经全部包括在表Tb2中，所以，新表Tb3′(b3，b4，b5，b6，b8，b9)的大小与以前一样。现在在其地址只在b3位置不同的各对值中确定较小的一个并保留下来，以产生具有32项的Tb3(b4，b5，b6，b8，b9)。每一项包括当前面确定两个值中较小的值时所作的有关判决b1，b2，b3的分开的记录。
现在将表Tb3与Tb7(b4，b7，b9)相加得到具有64种值的Tb4′(b4，b5，b6，b7，b8，b9)。没有剩下其它的表要结合，所以确定64项中最小的，它的关联地址b4，b5，b6，b7，b8，b9是对这些比特的最终判决。来自该地址的b1，b2，b3的值也是对b1，b2，b3的最佳判决。
将认识到，如上所述，对每个天线信号的预测值表的预计算可以得到一种更系统的更容易实现的算法。对于信道在一个数据块上改变的情况，藉采用以下的DUV技术进行修改也是更容易的。
如上判决比特之后，将所判决的比特所表示的每个表的预测值与该表实际接收的天线信号相比较。然后，表中的预测值在某个方面被修改使其与接收值更接近一致。例如，在老的预测值中加入实际值与预测值之差的16分之一，把老的预测值向接收值移动16分之一的复数矢量距离。此外，在由判决的比特的补码给出的表地址中存储的预测值可以被更新为刚被更新的值的负数。因此，正如在上述的Dent的DUV专利申请中所描述的那样，在一个二进制系统中，每次可以更新表中的两个预测值，或在高阶调制系统(例如四进制)中每次可以更新四个预测值。
在确定相关谱后对于每个天线的信号预测值表的预计算的方法也可以是实行分布处理的一种系统方法。在分布处理中，部分处理在每个天线处进行，结果传递给相邻的天线处理器，例如“沿着走道”。
确定了藉使用移动单元1，2及5的同步模式而获得了最强的相关之后，可以在天线1(图1的B1)处计算以上定义的表T1(b1，b2，b5)并加以存储。如果其它的移动单元给出更强的相关，例如m0，m1，m3和m4，那么应类推地将表格表示为T1(b0，b1，b3，b4)并将包括16种而不是8种值。表中包括的值的数目取决于接收的较强的移动单元信号的数目，并且，例如可以决定这些数目以便一致地采用预定的信号数目(例如，最强的三个，四个或五个信号)，使得这些表具有固定的大小(例如分别为8，16或32项)。另外，可以将在天线1接收的信号与在天线1的每个预测值进行比较以构成一个对应的度量表M1(b1，b2，b5)并将其沿信号通道10单向或双向下行或上行传递到下一个天线，即B0或B2。在B2，与移动单元同步模式的相关已经判定移动单元2，4和5是有效的信号提供者，预测值表T2已被计算出来，且度量表M2已被计算出来。现在将M2与M1合并得到M2′(b1，b2，b4，b5)，将M2′向前传递给天线B3，向后传递给天线B1。B1将同时接收从B0前向传来的另一个表M0′，因为，在B0可能会在很大程度上接收到移动单元1的信号，所以，B0很可能将b1作为它的地址的一部分。然后，原来的M1表与前向传来的表及后向传来的表结合，比较其只有地址比特b1不同的各对值并选择较小的值。如果在每种情况下两个值中的较小的值都对应b1＝1，则它是b1的确定判决。如果在每种情况下较小的值对应b1＝0，则判决是b1＝0。另一方面，如果较小的值不总是对应地址比特b1的同一个值，则认为此比特仍然是未确定的。如果愿意以小的性能牺牲而简化算法，可以在这个节点上标记出最低度量值来代替并且可以取出它的地址比特b1的关联值作为b1的判决。这个简化程序在每个天线处可以是相同的，也就是，计算数值、向前及向后传递、然后将从最近的基站接收的值与自己的度量表结合、并标记出最小的累积度量。相应于被指定在那个站址上解调的移动单元的地址比特(例如在B1的b1)即是对该移动单元的数据比特的判决。
这个简化步骤可以扩展到诸如图4和图5描述的二维情况，或诸如在帝国大厦安装的无绳电话系统的三维情况。在这些情况下，可以在每个天线站址同时计算度量表并传递给所有最近的站。一旦天线从最近的站接收到度量表，就与自己的度量表结合并且确定最小的度量以便对属于至少一个被指定在该站址解调的移动单元的一个数据比特进行译码。
目前为止一个固有的假设是，在一个天线处从不同移动单元接收的数据比特在时间上是对齐的。如在室内应用的例子，其路程与比特占用时间乘以光速相比很短。众所周知，可以命令移动单元发射机调整其发射定时以满足假设的条件。例如，通过在同步相关步骤中在基站测量到达时间的过程，并确定要在基站到移动单元链路上向移动单元发送的超前或滞后命令，从而实现上述调整。对难以在一个以上的位置保证时间同步的长路程户外系统，可以采用不同的步骤。另外，可能存在多路径传播，从而导致信号的延迟回声也被接收。以后将描述对长路程多路径环境推广此过程的一种示范技术。
如果上述的在最近的站之间交换度量表的简化步骤没有提供足够好的性能，过程可以按照如下的连续最大似然原理继续进行。天线把从一个相邻天线接收的表格与自己的表格结合，产生(很可能)一个依赖于再一个未知比特或符号的扩展表。相邻天线还向前发送影响由相邻天线所接收的度量的任何地址比特的指示，但不向前发送加入到相邻天线的度量中的总数量。换句话说，是由早先在链中的天线所接收的但不再被相邻天线接收的移动单元信号的一个指示。如果该移动单元信号在当前位置也不能以有效强度接收，则通过在其地址只在该比特位置不同的两个度量值中确定较小的值，从而在该比特周围收缩度量表。(或在四进制符号的情况下，四个值中的最小的，或一般情况下，在其地址中只有一个符号不同的所有值中的最小的)。在选择了每个最小值之后，其地址的比特或符号值被寄存在度量表的“判决的比特”部分。在保留的地址比特中，在最多级数之前的影响度量的那个比特的指示与收缩的度量表一起被传递到下一个天线站址。然后，过程继续，直到在与网络连接的每个站址，所有非二义性判决的比特被提取出来并且在将度量表传递到下一个站址之前将这些比特传递给网络。这样，表的大小和其包括的判决比特的数目并不无限地增长而是停留在M的在每个天线处所接收的超过某个门限的信号强度的共信道移动单元的数目幂次上，其中M是可能符号集的大小(即，对二进制为2，等等)。如果处理没有被分配给天线站址，而将从天线站址处接收的信号样值传递给中央处理节点，则可以采用根据本发明修改的连续最大似然算法。该情形发生于诸如图5的卫星通信方案，其中在所有卫星天线波束处接收的信号被转发到一个中心地面站或中心站处理。
本发明可以被更一般地描述为一个用于空间符号间干扰的均衡器，它的用法不同于已知的用于补偿由于同一个移动单元发射的符号的时间模糊所引起的符号间干扰的均衡器。在由于诸如信道带宽的限制或多路径回声而引起的发射的符号互相时间模糊的情况中，可以修改本发明使其既包括空间均衡也包括时间ISI均衡。一个时间ISI的示范应用，由于以任意定时取样发射的符号，可以从藉根据本发明的空间ISI均衡而得到的补偿中获益。通常，定时调整环试图调整移动单元发射定时使得所有符号在任意天线处同步到达。接收机的抽样定时调整电路试图在符号周期的中间对所说的同步重叠符号进行取样，其中信号主要取决于来自每个移动单元的单个符号。如果发送滤波器、传播信道及接收信道的组合具有Nyquist(奈奎斯特)特性，则抽样值只取决于来自每个移动单元的一个符号。确保以尽可能接近理想Nyquist特性使用正确的抽样定时的一个方法是在符号周期上彼此隔开的时间点上取多个样值并在与已知同步模式进行相关时确定哪个抽样定时最佳满足Nyquist条件，即给出最小时间符号间干扰。
在广域系统中，由于不同的传播时延，在所有天线站址处同时满足最佳抽样定时可能是困难的。在这种情况下，最好是在一个符号周期间隔中有规则地提取时间样值，但采用任意定时。一般每个样值可以取决于一个以上的符号。实际上，每个样值在很大程度上很少取决于两个以上的符号。当符号在其符号周期的中间被取样时，对于除一个以外的符号的依赖最小。当抽样时刻位于两个符号中间时，对另一个符号的依赖最大。在这种情况下，可以假设抽样值对其两侧的符号的依赖程度相同。实际的依赖性在与所说的已知符号模式进行相关时被确定。通过使信号与该模式相关以及与相对信号延迟一个符号周期的模式相关，对当前符号和前一个符号的依赖性可被确定为称为“信道估值”的两个复数。对每个移动单元信号在每个天线处获得一对这样的信道估值。在任意天线处接收的信号可以取决于由附近的移动单元所发射的多个信息符号以及由那些移动单元过去发射的多个符号。优选地，移动单元发射机的定时及天线信号的抽样可被控制以使对过去发射的符号的依赖性小于对当前符号的依赖性；这种情况发生于当抽样时刻位于当前符号的中心与在当前符号与前一个符号之间的中间点之间的任意位置时。当满足该规则时，从移动单元到很强地接收其信号的最近天线和最远天线的传播时延差可以高达一个符号周期的一半，或可选地，当失步的主要原因是移动单元定时而不是传播时延时，移动单元定时的差可以高达一个符号周期的一半。
当前符号作为主要符号的好处是允许藉使用上述过程消除空间ISI，同时允许借助判决反馈均衡器补偿时间ISI而不增加必须测试的假设的数目(即Viterbi状态数)。如果在一个或多个天线处接收的样值在相当大的程度上依赖于一个未来符号以及当前符号，则未来符号也需要假设从而增加了Viterbi状态数和随之而来的复杂性。如果未来符号在至少一个被认为很强地接收该移动单元信号的天线处是主要的符号，则可以避免上述情况。通过变换由该移动单元发射的符号以使得未来符号被看作当前符号，而当前符号被看作过去符号，则只有未来符号(现在被看作当前符号)被假定，并通过组合包括该符号的度量表而被解出。在预测那些依赖于过去判决的符号值的天线信号时藉使用过去判决的符号值来计算当前符号(现在被看作过去符号，它是在空间均衡器的上一次迭代中被解出的)，即使当所说的天线信号对过去符号的依赖程度比对当前符号更强时。只要不是所有的天线信号更强地依赖于过去判决的符号，那么更强地依赖于当前符号的天线信号就可以保证当前判决的精确性。
例如，假设对于天线1所计算的度量表T1和对于天线2所计算的度量表T2具有以下的符号依赖关系。
             强依赖                             较弱依赖
     <————————————>      <——————————————>
   T1(b1(i)，b2(i+1)，b3(i)，b4(i)；b1(i-1)，b2(i)，b3(i-1)，b4(i-1))
             强依赖                             较弱依赖
     <————————————>      <——————————————>
   T2(b2(i+1)，b3(i)，b4(i)，b6(i)；b2(i)，b3(i-1)，b4(i-1)，b6(i-1))
首先，移动单元2的符号序列被变换使老的b2(i+1)成为当前被估计的符号，b2(i)已经在上一次被估计，得到：
             强依赖                             较弱依赖
      <——————————>         <——————————————>
   T1(b1(i)，b2(i)，b3(i)，b4(i)；b1(i-1)，b2(i-1)，b3(i-1)，b4(i-1))
             强依赖                             较弱依赖
      <——————————>         <——————————————>
   T2(b2(i)，b3(i)，b4(i)，b6(i)；b2(i-1)，b3(i-1)，b4(i-1)，b6(i-1))
现在假设天线3的度量表具有以下依赖关系：
            强依赖                             较弱依赖
      <————————>                <——————————>
   T3(b2(i)，b3(i)，b6(i)；b2(i-1)，b3(i-1)，b6(i-1))
在移动单元2的符号被变换后，对于天线3的表将被写为：
             强依赖                            较弱依赖
       <———————>                 <—————————>
   T3(b2(i-1)，b3(i)，b6(i)；b2(i-2)，b3(i-1)，b6(i-1))
因为这个信号不再依赖于被假设的当前的b2符号b2(i)，所以即使3号天线很强地接收移动单元2的信号，在译码b2(i)时也不使用这个信号。相反，通过只组合表T1和T2来译码符号b2(i)，而T3所依赖的符号b2i-1和b2(i-2)已经通过组合前一表T1和T2而预先被确定。因此，先前在时刻(i-1)和(i-2)(对b2)以及在时刻(i-1)(对b3和b6)所作的判决被用来计算在时刻(i)的表T3，这样T3只依赖于假设b3(i)和b6(i)，即T3(b3(i)，b6(i))。通过以这种方式使用判决反馈(时间域的DFE)，使在空间域消除ISI所需要的度量表的大小保持最小。
在如图5的二维情况，除非处理以优化方式继续进行，否则度量表的大小可能有过大的趋势。首先借助于图8说明在二维情况度量表不需要无限增长。图8说明了标注为j-1，j，j+1等等的一列“蜂窝小区”，其中，符号j-1及以下的号码和一直到右边的符号已被部分判决并出现在度量表的判决记录中。另外，如在i-1及以下的号码的蜂窝小区中的信号那样，在i及以上的号码的蜂窝小区中的天线所接收的信号已经被引入到度量值中。在处理信号i-1时，还有必要假设在蜂窝小区k-1中被发送的数据符号，同样地，在“i”列的所有蜂窝小区的数据符号和在“k”列的k-1及以下的号码的蜂窝小区中的数据符号也已被假设。下一个步骤是通过把任何剩下的依赖于蜂窝小区j中所发送符号的接收信号处理成度量表并在符号(j)周围收缩表格，来“判决在蜂窝小区i中所发送的符号。
因为蜂窝小区(i)与其中符号(j)被发送的蜂窝小区(j)相邻，在蜂窝小区(i)中接收的信号多半依赖于符号(j)。来自蜂窝小区(j)附近的其它蜂窝小区(例如j-1，j+1和i-1)的信号已经被引入到在度量表的计算中。为了引入新的信号(i)，先将该信号假设为在其周围的蜂窝小区中发送的所有符号的函数。在周围蜂窝小区i-1，i+1，j，j+1及k-1中的符号已经被假设并且是当前度量表的指示。符号(k)还没有假设，所以假设一个额外的符号，符号(k)，它是用于预测信号(i)的，这是符号(j)依赖的最后一个没有使用的信号，将预测的信号(i)与实际接收的信号(i)相比较，并将误差平方与当前度量累加。首先对所有的符号(k)的假设执行上面的操作扩展度量表，然后确定并保留只在符号(j)不同的最小度量组，将表收缩回到原来的大小。因此，度量表的大小基本不必要无限增加。以上对无限分布的讨论没有说明要保留多少仍未解决的假设，并且没有讨论在有限分布情况下边界的影响。然而，它用于说明对如图9所示的有限的实际情况，怎样得出一个最佳处理序列。
图9说明了一组的37个蜂窝小区，每个蜂窝小区能够提供相同信道频率的通信链路，即共信道信号。在图9中，在标为“X”的深色线的左边是蜂窝小区1周围的那些蜂窝小区，即蜂窝小区2、18和19，它们也可以接收来自蜂窝小区1的移动单元的信号。类似地，线“Y”建立了其它的相邻的共信道蜂窝小区，即3、17、20和31，它们的信号也可以影响“X”组的蜂窝小区2、18和19。因此，通过假定来自线“Y”左边的所有蜂窝小区的比特，可以判定在蜂窝小区2、18和19中的信号的假设。例如，图9中的共信道信号的处理顺序可以是：步骤      假设比特                  预测信号   解出比特   剩下的假设1    1，2，3，18，19，20，          2，18，19      1          256
   17，30，312    2，3，18，19，20，17
   30，31，4，21，32              1，20，3       2          10243    3，18，19，29，17，30
   31，4，21，32，16，29，36      17，30         18         40964    3，19，20，17，30，31
   4，21，32，16，29，36，37      31             19         40965    3，20，17，30，31，4，21
   32，16，29，36，37，5，22      4，21          3          81926    20，17，30，31，4，21，32
   16，29，36，5，22，33          32             20         81927    17，30，31，4，21，32，16
   29，36，37，5，22，33，6       5              4          81928    17，30，31，21，32，16，29
   36，37，5，22，33，6，23       22             21         81929    17，30，31，32，16，29，36
   37，5，22，3，6，23，7         6              5          819210   17，30，31，32，16，29，36
   37，22，33，6，23，7，15，28   16，29         17         1638411   30，31，32，16，29，36，37
   22，33，6，23，7，15，28，35   36             30         1638412   31，32，16，29，36，37，22     37             31         16384
   33，6，23，7，15，28，35，3413   32，16，29，36，37，22，33     33             32         16384
   6，23，7，15，28，35，34，2414   16，29，36，37，22，33，6      23，7          22，6      8192
   23，7，15，28，35，34，24，815   16，29，36，37，33，23，7      8              7          8192
   15，28，35，34，24，8，9     步骤        假设比特            预测信号         解出比特      剩下的假设16    16，29，36，37，33，23，15    24                 23            8192
      28，35，34，24，8，9，2517    16，29，36，37，33，15，28    34                 33            8192
      35，34，24，8，9，25，2618    16，29，36，37，15，28，35    35                 37            8192
      34，24，8，9，25，26，2719    16，29，36，15，28，35，34    28，15             16，29，36    2048
      24，8，9，25，26，27，1419    15，28，35，34，24，8，9      14                 15            2048
      25，26，27，14，1320    28，35，34，24，8，9          27                 28            2048
      25，26，27，14，13，1221    35，34，24，8，9，25          26                 35            2048
      26，27，14，13，12，1122    34，24，8，9，25，26          10，11，25，9      所有剩下的    1
      27，14，13，12，11，10                           比特34...10
在上例中可以确定为解调37个比特，总共处理了173，312个状态，平均每个比特少于5000状态。这远小于可能的2的37次方个答案。另外，由于以下三个原因，对于本例，实际上每个比特的状态数远小手5000。第一，在可以影响该蜂窝小区天线所接收的信号的六个周围蜂窝小区中，不是所有的信号都是有效的。例如，一般地，37个信号中一半，当一个方向讲话时，在另一个方向是无声的。第二，不是所有有效信号有效地影响在相邻蜂窝小区中所接收的信号。只有移动单元位于紧靠相邻蜂窝小区的边界，但不是位于正好相对的蜂窝小区的边界，该移动单元才有效影响在相邻蜂窝小区接收的信号。第三，一般地，系统不是在所有蜂窝小区都是满载的，即不是所有的蜂窝小区都包括一个使用了可供该蜂窝小区采用的每个信道频率的移动单元。
另外，通常可得到若干信道频率以分配给不同移动单元组，并且可以使用在母申请中公开的信道分配方法以避免同位置/共信道冲突。因此，为了建立一个新的呼叫，网络可以首先确认使用相同频率的移动单元组，新的移动单元也可以使用这些频率，并且为该组分配新的呼叫从而使为解出由该移动单元组所发射的符号而处理的状态数最少。因此，母申请的目的在于易于通过逆矩阵形式的空间均衡解出移动单元信号的信道分配方法可以被修改，使其易于通过诸如在此公开的最大似然空间均衡器的其它形式的空间均衡解出移动单元信号。由于这些原因，“状态”或“仍未解出的假设”的增长可能小于在上面最坏情况得到的最大数的平方根，例如，只有128个状态，而不是16384个状态。
另外，可能有比上面所示范的更有效的处理顺序，特别是当一个蜂窝小区暂时没有有效信令的时候。那种情况下可以调整处理顺序以便最大地利用蜂窝小区的优点，不影响其它蜂窝小区的信号，避免状态数扩展或尽早保证状态数的收缩。本发明可以实现所有这些改变并且认为这些改变是属于在权利要求所陈述的本发明的范围之内。
以上讨论集中于，例如，能在多址或无线电话下行链路(即基站到移动单元方向)中应用的本发明的示范实施例。当然，从在空间分布的多个发射机发射，再用分布的接收机对空间波取样的原理也可以应用于基站到移动单元方向(即上行链路)。在这种情况下，移动单元表示在空间取样电波的空间分布的接收天线。但是，以上讨论的方法提供了对由多个接收天线收集的样值的联合处理。在固定网络一方，这是可能的，因为可以在中央处理节点收集样值或在沿着固定连接的接收机之间交换样值。在室内无线应用中，这些固定连接是适当的金属线、同轴电缆或光纤，在户外广域应用中是中继线或微波链路。然而，在下行链路方向，移动接收单元没有明确的机制来交换样值或在解调多基站的发射时进行其它合作。不过，如果提供这样的机制，系统可以采用已经公开的方法，因此将属于以上公开的本发明的范围之内。然而在没有这样一个交换信息或合作地处理信号的机制的情况下，可以使用一个代替的方法，它对下行链路具有与已经描述的上行链路具有的方法相同的优点。
本发明的一个优点是它允许对相邻移动单元再用相同的无线信道频率，而不浪费码分多址的频带扩展，也没有这样的缺点，即必须对可能成为病态的矩阵求逆。本发明的另一个优点是提供了对每个信号的多重分集接收。因而，适合于下行链路的具有这些相同优点的一种方法是结合发送分集的“联合解调”。
在联合解调中，移动单元不只解调其服务的基站的信号，而且还解调至少一个干扰的基站的信号。例如，这可以以一种已知方式使用Viterbi算法实现。不仅对有用信号作符号假设，而且对重要的干扰信号作符号假设，并且用这些符号假设预测应接收的信号。累加了在预测信号与接收信号之间的误差平方并且选择了表现出最小累加错误的符号序列。如果接收信号是完全同步的且没有呈现时间ISI，则不必要使用Viterbi算法。例如，如果假设了一个有用的二进制信号及两个相似的干扰，则测试八个假设并选择了表现出最小误差平方的单个最好的假设。但是，如果符号以一个时间差被异步地接收，判决有用信号的时间与判决干扰符号的时间可能是不一致的。在那种情况下，可能是对于干扰符号的未来判决的所有假设，单独地判决有用符号，从而导致Viterbi算法的使用。当当前判决由于时间ISI而依赖于未来符号时，也使用Viterbi算法。实际上，Viterbi算法对在这些情况下提高性能是理想的。因此，在传播路径上自然地不存在时间干扰的地方产生人工的时间ISI可能是有好处的。这是下行链路方法的“发送分集”单元的功能。
利用发送分集，两个或多个周围基站，优选地，那些已经被移动单元鉴定为最佳接收的基站，发送相同的信息给相同的移动单元。但是，一个基站将信号调制延迟(例如)一个信息符号。这就具有使发送信号实际上不相同的作用，因此避免了有害信号干扰的可能性。因而，它表示一个呈现不相关瑞利衰落的替代的延迟信号路径，而不是引起瑞利衰落现象的第二个信号，因而提供了路径分集增益，很简单，两个路径同时衰落的机会比单个路径时间衰落的机会小。因此，发送分集的引入允许使用Viterbi算法，它在消除故意引入的时间ISI的同时提供了消除空间ISI改进的性能。
根据本发明的与通常的时间ISI相对的空间ISI均衡器的修改是指修改均衡器使其适合其它域。其它可能的域是时间域或空间域的变换域。例如，频域是时域的富立叶(Fourier)变换。发生于频域的ISI意味着以不同频率发送的符号间的干扰，例如相邻信道干扰。通常，在接收机中采用选择滤波，只通过有用信号并抵制不想要的信号，从而消除相邻信道干扰，但是。本发明可以被修改为滤波的替换物或补充物，以增强对相邻信道信号的抵制。本发明在意欲解调所有信道的信号的基站中特别有用，尤其是对于被称为宽带数字基站的多载波基站形式。在一个宽带数字基站中，用快速模数变换器将天线接收的信号在一个宽的频带内数字化。然后，高抽样率数字流被数字处理以分离不同频率的信道。数字处理可以包括一个数字滤波器组和/或一个快速富立叶变换机。该数字信道化处理器的输出是一个数字阵列，表示在每个频率信道发送到基站的每个符号的至少一个样值。但是，因为不完善的信道滤波或即使在接收站具有完善的信道滤波但不完善的发射谱溢出到相邻信道造成干扰而引起相邻信道干扰，样值可能不纯粹是一个信道中的符号的函数。这种干扰原则上出现在频域上彼此相邻的两个信道之间并且来自两个信道之外的干扰最可能是能忽略的。因此，相邻信道干扰可以被看作频域中的ISI并且通过使根据本发明的均衡器适合于在频域上、而不是在时域或空间域上处理信号而被消除。
因此，一个在存在相邻信道干扰时用于多信道接收机的本发明的解调器可以包括一个处理器用于产生在第一信道上发送的符号的假设以及在第二信道上发送的符号的假设；联合使用这些假设以预测应该在通过接收机的信道滤波器看到的第一信道上所观察到的信号；将预测值与实际接收信号比较并由此计算误差或度量；使在第三信道上的信号的假设与第一信道和第二信道发送的符号的假设联合使用，以便预测通过第二信道的接收滤波器观察到的信号，并且以同样的方式累加在连续信道上作出的顺序一致的假设的误差，在处理所有信道信号之后，选择具有最小累积误差的序列，从而在消除其它的不完善相邻信道隔离的有害影响的同时从每个信道解调出一个符号。
应当认识到，可以根据本发明构造一个具有足够处理能力以控制扩充的要测试的状态数的接收机，以解调从多个位置发送的使用多个频率信道和多个接收路径的多个信号。可以如此构造一个同时控制时间ISI、空间ISI及频率ISI(相邻信道抑制)的算法。在数字信号处理领域的当前状态下，复杂性可能限制在三个域中同时全部实现最大似然估计，但是可以期望技术将不断发展以允许发明推广到涉及更多移动单元信号、接收站点和频率信道的更复杂的情况。
在双向无线电话系统中，由于在基站接收的移动信号表现出独立的衰落，上行链路的性能经常是限制因素。因为从同一基站发送的多个信号在单个移动单元接收时表现出完全相同的衰落，所以，下行链路经常不是限制因素。因此，在以上相应的下行链路的有益的解决方法的描述中，一个移动单元可以以单个相关建立对于来自基站单元的路径的瞬时信道估计，然而基站信号包括许多重叠的共信道信号。因为上行链路通常具有较差的性能，本发明集中于提供用于提高上行链路性能的新技术，然而替换地，也描述了用于改善下行链路性能的类似方法。

Claims (29)

1.在多个空间分布的移动无线单元与一个无线网络之间使用相同射频通信的一种方法，包括步骤：
从所述的移动单元在所述的相同射频上同时发送信息符号；
使用多个空间分布的天线在空间的不同点处取样在所述的相同射频的无线电波以产生空间信号样值；以及
藉使用适合于消除在所述的信息符号之间的空间符号间干扰的均衡器，联合处理所述的空间信号样值，以便重建所述的发送信息符号。
2.按照权利要求1的一种方法，其特征在于，其中从所述的移动单元发送的所述的信息符号至少包括一个已知的符号模式。
3.按照权利要求2的一种方法，其特征在于，其中所述的已知符号模式对于在一个给定区域内的每个共信道移动单元是不同的。
4.按照权利要求3的一种方法，其特征在于，其中所述的不同的符号模式是相互正交的符号模式。
5.按照权利要求3的方法，其特征在于，其中所述的均衡器计算与所述的不同符号模式的相关。
6.按照权利要求3的方法，其特征在于，其中所述的均衡器藉使用正交变换来计算与所述的正交符号模式的相关。
7.按照权利要求6的方法，其特征在于，其中所述的正交变换是快速沃尔什变换，快速富立叶变换或沃尔什-富立叶变换之一。
8.按照权利要求2的方法，其特征在于，其中所述的均衡器计算与所述的至少一个已知符号模式的相关。
9.按照权利要求1的方法，其特征在于，其中所述的均衡器是一个最大似然序列估测器且进一步包括步骤：
估测一组信息符号，该组信息符号包括从所述的多个移动单元中的每个移动单元同时发送的至少一个符号。
10.按照权利要求9的方法，其特征在于，其中所述的最大似然序列估测器具有一个状态存储器以保存要被解出的多个符号假设及有关数目的累积度量。
11.按照权利要求10的方法，其特征在于进一步包括步骤：
命令一个移动单元停止在所述的相同的射频上的发送并切换到另一个频率，以便减少所述数目的要被解出的符号假设。
12.按照权利要求1的方法，其特征在于，其中所述的均衡器是一个判决反馈均衡器并进一步包括步骤：
估测一组信息符号，该组信息符号包括从多个所述的移动单元同时发送的至少一个符号，其中按照从所述多个移动单元的第一个移动单元发送的符号到所述的多个移动单元的最后一个移动单元发送的符号的次序估测所述的符号，其中在所述从第一个到最后一个的次序的范围内已经被估测的符号用于帮助估测剩下的要估测的符号。
13.按照权利要求1的方法，进一步包括步骤：
对每个所述的天线确定一组其发射是对天线信号的有效提供者的移动单元，以产生组信息；
其中所述的联合处理步骤包括如下步骤，即按照依赖于所述组信息的次序，顺序地处理所述的空间信号的样值，以便重建所述的发送信息符号。
14.权利要求13的方法，其特征在于，其中所述的确定步骤进一步包括：
将预定数目的，其发送信号在每个所述的天线处被最强接收的移动单元标识为所述的有效提供者。
15.按照权利要求1的方法，进一步包括步骤：
藉使用波束形成网络处理所述的天线信号样值以分离从不同方向接收的信号，得到对应方向的波束信号。
16.在多组空间分布的且均含有发射机的移动无线单元与一个具有许多空间分布天线的无线网络之间藉对同一个组中的移动单元使用同样的射频进行通信的一种方法，包括步骤：
把移动单元分组为使用同一射频的组，以使得空间均衡器容易解调在一组内的移动单元发送的符号；
由相同的组中的移动单元使用相同的射频同时发送信息符号；
使用许多空间分布的天线在空间不同点处对于每个所述组的频率取样无线电波以产生空间信号样值；以及
藉使用对于每个组适合于消除在组中的移动单元之间的空间符号间干扰的空间均衡器，联合处理所述的空间信号样值，以便重建在所述的组中的移动单元发送的信息符号。
17.按照权利要求16的方法，其特征在于，其中所述的空间均衡器也产生对于每个组的解调性能信息。
18.按照权利要求17的方法，其特征在于，其中所述的对于每个组的解调性能信息被用来指示何时改变正交分组。
19.按照权利要求17的方法，其特征在于，其中所述的对于每个组的性能信息被一个信道分配算法用来确定最佳分配给要求与网络通信的一个新的移动单元的组关联和射频信道。
20.用于藉使用多个定向天线波束接收从多个空间分布的移动单元发送的信息符号的一个通信系统，所述通信系统具有所述的多个空间分布的移动单元，而所述的移动单元均具有发射机，该通信系统还包括：
信号相关装置，用于确定表明从所述的移动单元发送的并使用所述波束接收的信号的幅度和相位的相关；
分类装置，用于处理所述的相关以进一步对每个接收的波束信号确定其发送的符号是对于该波束信号的有效提供者的一组移动单元，从而提供分组信息；以及
信号空间均衡器装置，用于按照由所述的分组信息确定的次序，顺序地处理所述的波束信号以解出由所述的移动单元发送的所述的信息符号。
21.权利要求20的通信系统，其特征在于，进一步包括：
用于确定何时一个移动单元已暂时停止发送并暂时从由所述的分类装置确定的组中去除所述的移动单元的装置。
22.权利要求21的通信系统，其特征在于，进一步包括：
用于重新调整由所述的空间均衡器所使用的所述的处理次序，以考虑从所述的分组中去除所述的移动单元信号的装置。
23.权利要求21的通信系统，其特征在于，进一步包括：
用于确定何时一个移动单元已重新开始过去暂时中断的发送和用于确定新的分组信息的装置；以及
用于使用所述新的分组信息重新调整所述的处理次序的装置。
24.权利要求20的通信系统，其特征在于，其中所述的定向波束天线位于轨道卫星上并且使用所述的天线接收的信号被转发到一个中心地面站处理。
25.权利要求20的通信系统，其特征在于，其中所述的定向波束天线包括一个蜂窝基站扇形天线。
26.权利要求20的通信系统，其特征在于，其中所述的分类装置进一步包括：
将预定数目的、其发送信号在每个所述的天线处被最强接收的移动单元标识为所述的有效提供者的装置。
27.使用多个天线单元接收从多个空间分布的且均具有发射机的移动单元发送的信息符号的一个通信系统，该通信系统具有所述多个空间分布的移动单元，且进一步包括：
组合装置，用于组合藉使用所述的多个天线单元接收的信号以形成相应于从特定方向接收的信号的多个波束信号；
信号相关装置，用于确定表明从所述的移动单元发送的并包含于所述的波束信号中的信号的幅度和相位的相关；
分类装置，用于处理所述的相关以对每个所形成的波束信号进一步确定其发送的信号是对于该波束信号的有效提供者的一组移动单元，从而提供分组信息；以及
空间均衡器装置，用于按照由所述的分组信息确定的次序顺序地处理所述的波束信号以解出由所述的移动单元发送的所述的信息符号。
28.权利要求27的通信系统，其特征在于，其中所述的分类装置进一步包括：
将预定数目的、其发送信号在每个所述的天线处被最强接收的移动单元标识为所述的有效提供者的装置。
29.用于在多个均具有发射机的移动单元和一个固定网络之间利用相同射频通信的一种双向通信方法，包括步骤：
使用相同的频率，从至少两个所述的移动单元向所述的固定网络发送上行链路信息；
在所述的固定网络中使用一个空间均衡器以消除在所述的至少两个移动信号之间的空间符号间干扰以重建所述的发送的上行链路信息；
使用第二多个发射机从所述的固定网络向所述的移动单元发送下行链路信息；以及
在至少一个移动单元联合处理从所述的多个发射机中的至少两个发射机接收的信号以重建想要给所述的至少一个移动单元的所述的下行链路的部分信息。
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