CN110034668B - 消除h桥驱动的强耦合双支路电机pwm噪声的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种消除H桥驱动的强耦合双支路电机PWM噪声的方法，所述方法包括如下步骤：步骤一、构建H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑；步骤二、改变H桥电压源型逆变器VSI2、VSI4和VSI6的载波相位，使得它们的载波相位与VSI1、VSI3和VSI5的载波相位相差180°。本发明的方法不仅保持了传统电路拓扑动态响应快的优点，还能够有效地消除奇次PWM频率的电磁振动，进而消除奇次PWM频率的高频电磁噪声，大幅度减小电力逆变器的输出滤波器的体积，具有极高的应用价值与经济价值。

Description

消除H桥驱动的强耦合双支路电机PWM噪声的方法
技术领域
本发明涉及一种消除H桥驱动的强耦合双支路电机奇次PWM频率噪声的方法，用于H桥驱动的强耦合双支路电机或者电力逆变器。
背景技术
传统的H桥驱动的电机驱动器或者电力逆变器一般采用SPWM策略对母线电压进行调制，从而得到三相交流电压。其产生的相电压中含有大量的谐波，其中的谐波主要集中在PWM频率以及其整数倍频率附近。例如，当PWM频率为10.0 kHz时，其相电压谐波主要集中于10.0 kHz、20.0 kHz、30.0 kHz、40.0 kHz附近。相电压输入电机会产生相应的电流，电流会在电机上激发出对应频率的振动与噪声。当PWM频率在10.0 kHz附近时，采用SPWM策略会使得电机产生人耳可闻的噪声。
现有的电机系统或者并网逆变器一般不具备PWM噪声抑制能力。常见的是提高PWM频率和采用LC滤波器两种方法。提高PWM频率会明显增加逆变器的开关损耗，在大功率和对发热有要求的场合并不适用这种方法。采用传统LC滤波器消除PWM频率的噪声，主要存在以下三个缺点：（1）LC滤波器的电感需要通过电机的额定电流。为了防止电感饱和，电感铁心的体积巨大。这样，使得LC滤波器的重量与成本大幅度增加。（2）LC滤波器的引入也使得电机控制系统的阶数升高，电机电流的控制特性变差，系统的动态性能降低。（3）LC滤波器本身的电感与电容会给增加线路的阻抗，使得系统的损耗增加。
发明内容
本发明的目的是提供一种消除H桥驱动的强耦合双支路电机PWM噪声的方法，利用电机特殊的绕组结构与载波移相相结合，耦合电感放置于H桥与电机之间，用于抑制载波移相带来的过大的奇次PWM 谐波电流。该方法能够有效地消除电机奇次PWM频率的电磁振动和噪声，大幅度减小电力逆变器输出滤波器的体积。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
一种消除H桥驱动的强耦合双支路电机PWM噪声的方法，包括如下步骤：
步骤一、构建H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑
所述H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑包含6个H桥电压源型逆变器VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6；强耦合双支路电机M以及三个相同的耦合电感La、Lb、Lc，其中：
6个H桥电压源型逆变器VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6并联在同一母线DC_link上；
H桥电压源型逆变器VSI1的输出端A1和耦合电感La的输入端相连，输出端B1和强耦合双支路电机M中的输出端y1相连；
H桥电压源型逆变器VSI2的输出端A2和耦合电感La的输入端相连，输出端B2和强耦合双支路电机M中的输出端y2相连；
H桥电压源型源逆变器VSI3的输出端A3和耦合电感Lb的输入端相连，输出端B3和强耦合双支路电机M中的输出端y3相连；
H桥电压源型逆变器VSI4的输出端A4和耦合电感Lb的输入端相连，输出端B4和强耦合双支路电机M中的输出端y4相连；
H桥电压源型逆变器VSI5的输出端A5和耦合电感Lc的输入端相连，输出端B5和强耦合双支路电机M中的输出端y5相连；
H桥电压源型逆变器VSI6的输出端A6和耦合电感Lc的输入端相连，输出端B6和强耦合双支路电机M中的输出端y6相连；
耦合电感La的输出端和强耦合双支路电机M中的输入端x1相连，输出端④和强耦合双支路电机M中的输入端x2相连；
耦合电感Lb的输出端和强耦合双支路电机M中的输入端x3相连，输出端④和强耦合双支路电机M中的输入端x4相连；
耦合电感Lc的输出端和强耦合双支路电机M中的输入端x5相连，输出端④和强耦合双支路电机M中的输入端x6相连；
耦合电感La、Lb、Lc的电感值大于强耦合双支路电机M中一套绕组的相电感。
步骤二、改变H桥电压源型逆变器VSI2、VSI4、VSI6的载波相位，使其载波相位与H桥电压源型逆变器VSI1、VSI3、VSI5的载波相位相差180°，使得两组逆变器输出的谐波电压相位相反，由于电机两套绕组的对称性，迫使强耦合双支路电机M两套绕组中的奇次PWM谐波电流方向相反，使强耦合双支路电机M气隙中的奇次PWM 频率的谐波合成磁动势为0，从而消除电机的奇次PWM 频率的高频振动，进而彻底消除强耦合双支路电机奇数倍PWM频率噪声。
相比于现有技术，本发明具有如下优点：
本发明的方法不仅保持了传统电路拓扑动态响应快的优点，还能够有效地消除奇次PWM频率的电磁振动，进而消除奇次PWM频率的高频电磁噪声，大幅度减小电力逆变器的输出滤波器的体积，具有极高的应用价值与经济价值。
附图说明
图1为传统H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑；
图2为本发明涉及的H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑；
图3为逆变器（H桥）拓扑；
图4为耦合电感（La、Lb、Lc）示意图；
图5为采用传统方法H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑的电机噪声；
图6为采用本发明方法H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑的电机噪声。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案作进一步的说明，但并不局限于此，凡是对本发明技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的保护范围中。
如图1所示，传统H桥驱动的强耦合双支路电机驱动方法中，其拓扑包含6个H桥电压源型逆变器VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6以及强耦合双支路电机M，强耦合双支路电机两套绕组在电机中的空间位置相同，两条支路之间耦合电感很大，而普通的双单元电机两套绕组耦合电感很小。H桥电压源型逆变器VSI的电路拓扑如图3所示。6个H桥电压源型逆变器VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6并联在同一母线DC_link上；H桥电压源型逆变器VSI1的输出端A1、B1和强耦合双支路电机中的输入端x1、y1相连；H桥电压源型逆变器VSI2的输出端A2、B2和强耦合双支路电机中的输入端x2、y2相连；H桥电压源型逆变器VSI3的输出端A3、B3和强耦合双支路电机中的输入端x3、y3相连；H桥电压源型逆变器VSI4的输出端A4、B4和强耦合双支路电机中的输入端x4、y4相连；H桥电压源型逆变器VSI5的输出端A5、B5和强耦合双支路电机中的输入端x5、y5相连；H桥电压源型逆变器VSI6的输出端A6、B6和强耦合双支路电机中的输入端x6、y6相连。
本发明方法在传统H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑的基础上，通过载波移相与电机绕组结构相结合，在一种新型H桥驱动的强耦合双支路电机驱动拓扑上，实现了奇次PWM 频率振动谐波的消除，从而降低了PWM 噪声。如图2所示，其电路拓扑包含6个H桥电压源型逆变器VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6；强耦合双支路电机M以及三个相同的耦合电感La、Lb、Lc。VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6的电路拓扑如图3所示。6个H桥电压源型逆变器VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6并联在同一母线DC_link上。H桥电压源型逆变器VSI1的输出端A1和耦合电感La的输入端相连，输出端B1和强耦合双支路电机中的输出端y1相连。电压源逆变器VSI2的输出端A2和耦合电感La的输入端相连，输出端B2和强耦合双支路电机中的输出端y2相连。H桥电压源型逆变器VSI3的输出端A3和耦合电感Lb的输入端相连，输出端B3和强耦合双支路电机中的输出端y3相连。H桥电压源型逆变器VSI4的输出端A4和耦合电感Lb的输入端相连，输出端B4和强耦合双支路电机中的输出端y4相连。H桥电压源型逆变器VSI5的输出端A5和耦合电感Lc的输入端相连，输出端B5和强耦合双支路电机中的输出端y5相连。H桥电压源型逆变器VSI6的输出端A6和耦合电感Lc的输入端相连，输出端B6和强耦合双支路电机中的输出端y6相连。耦合电感La的输出端和强耦合双支路电机中的输入端x1相连。耦合电感La的输出端④和强耦合双支路电机中的输入端x2相连。耦合电感Lb的输出端和强耦合双支路电机中的输入端x3相连。耦合电感Lb的输出端④和强耦合双支路电机中的输入端x4相连。耦合电感Lc的输出端和强耦合双支路电机中的输入端x5相连。耦合电感La的输出端④和强耦合双支路电机中的输入端x6相连。
本发明中，耦合电感La、Lb、Lc的结构如图4所示，在同一铁芯上缠绕2个匝数相同的线圈，铁芯可以有气隙也可以没有气隙，铁芯也不限于图中的形状，缠绕方式不限于图中的方式。
本发明通过调节电压源逆变器VSI2、VSI4和VSI6的载波相位与VSI1、VSI3和VSI5的载波相位相差180度且调制波相位相同，能够消除奇次PWM频率的高频噪声。以VSI1与VSI2为例，两个逆变器输出的奇次PWM谐波电压相位相反，由于两套绕组x1y1、x2y2的对称性，从而迫使强耦合双支路电机M两套绕组x1y1、x2y2中的奇次PWM谐波电流方向相反，使在强耦合双支路电机M气隙中产生的谐波磁动势方向相反相互抵消，那么强耦合双支路电机M将不再产生该频率的振动，噪音也就不复存在，彻底消除了强耦合双支路电机奇数倍PWM频率噪声。
当PWM频率为4.0 kHz时，采用传统方法的驱动器驱动的电机噪声如图5所示，采用本发明方法驱动器驱动的电机噪声如图6所示。对比可见，4.0 kHz和12.0 kHz的可闻噪声不再存在。本发明的方法能够有效地消除PWM技术产生的奇次PWM 频率的高频电磁振动，进而消除奇次PWM频率的高频噪声，大幅度减小电力逆变器输出滤波器的体积。

Claims (1)

1.一种消除H桥驱动的强耦合双支路电机PWM噪声的方法，其特征在于所述方法包括如下步骤：
步骤一、构建H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑
所述H桥驱动的强耦合双支路电机电路拓扑包含6个H桥电压源型逆变器VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6；强耦合双支路电机M以及三个相同的耦合电感La、Lb、Lc，其中：
6个H桥电压源型逆变器VSI1、VSI2、VSI3、VSI4、VSI5和VSI6并联在同一母线DC_link上；
H桥电压源型逆变器VSI1的输出端A1和耦合电感La的输入端①相连，输出端B1和强耦合双支路电机M中的输出端y1相连；
H桥电压源型逆变器VSI2的输出端A2和耦合电感La的输入端②相连，输出端B2和强耦合双支路电机M中的输出端y2相连；
H桥电压源型源逆变器VSI3的输出端A3和耦合电感Lb的输入端①相连，输出端B3和强耦合双支路电机M中的输出端y3相连；
H桥电压源型逆变器VSI4的输出端A4和耦合电感Lb的输入端②相连，输出端B4和强耦合双支路电机M中的输出端y4相连；
H桥电压源型逆变器VSI5的输出端A5和耦合电感Lc的输入端①相连，输出端B5和强耦合双支路电机M中的输出端y5相连；
H桥电压源型逆变器VSI6的输出端A6和耦合电感Lc的输入端②相连，输出端B6和强耦合双支路电机M中的输出端y6相连；
耦合电感La的输出端③和强耦合双支路电机M中的输入端x1相连，输出端④和强耦合双支路电机M中的输入端x2相连；
耦合电感Lb的输出端③和强耦合双支路电机M中的输入端x3相连，输出端④和强耦合双支路电机M中的输入端x4相连；
耦合电感Lc的输出端③和强耦合双支路电机M中的输入端x5相连，输出端④和强耦合双支路电机M中的输入端x6相连；
步骤二、改变H桥电压源型逆变器VSI2、VSI4、VSI6的载波相位，使其载波相位与H桥电压源型逆变器VSI1、VSI3、VSI5的载波相位相差180°，使得两组逆变器输出的谐波电压相位相反，迫使强耦合双支路电机M两套绕组中的奇次PWM谐波电流方向相反，使强耦合双支路电机M气隙中的奇次PWM频率的谐波合成磁动势为0，从而消除电机的奇次PWM频率的高频振动，进而彻底消除强耦合双支路电机奇数倍PWM频率噪声。
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