CN110031795B - 一种单基线干涉仪测向方法和装置 - Google Patents

一种单基线干涉仪测向方法和装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种单基线干涉仪测向方法和装置。本发明的装置包括频谱分析单元、第一计算单元、第二计算单元和估计与测向单元；本发明的方法包括：对单基线干涉仪接收到的信号进行处理，获得信号的频谱；根据信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和相位差测量结果；根据预先获得谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，获得参与时差估计的每根谱线的权重系数；根据参与时差估计的每根谱线的权重系数、相位差测量结果和信号的角频率，利用预先建立的时差估计模型，获得信号的时差估计值，以根据时差估计值获得信号的方向。本发明的技术方案能够有效提高测向精度。

Description

一种单基线干涉仪测向方法和装置
技术领域
本发明涉及干涉仪测向技术领域，尤其涉及一种单基线干涉仪测向方法和装置。
背景技术
干涉仪测向体制是一种广为应用的测向体制。一般情况下为了获得高精度与低模糊率，常使用多基线干涉仪，利用长基线获得高精度的相位差测量精度，用短基线来解相位模糊，以此形成了一系列典型的干涉仪测向系统方案，例如长短基线十字阵、长短基线L型阵、均匀五元圆阵等。
在一些场景中，由于空间、重量、经费等限制而采用单基线干涉仪时，就必须面对测向精度与测向模糊的权衡，由于三角函数的多值性，在基线波长比较大时，测向模糊问题尤其严重。
鉴于此，一些研究中提出基于时差的单基线干涉仪无模糊测向方法，避免测向多值性的发生。然而，为了保证高精度测向，对信号到达时差的估计精度显得尤为重要。在单基线干涉仪测向研究中，可以采用整个信号所在频段的谱线等权重地估计时差。然而，对于很多典型信号，不同谱线所对应的信噪比是有所不同的，对整个信号所在频段的谱线等权重地估计时差精度较差。
发明内容
本发明提供了一种单基线干涉仪测向方法和装置，以至少部分解决上述问题。
第一方面，本发明提供了一种单基线干涉仪测向方法，包括：对单基线干涉仪接收到的信号进行处理，获得所述信号的频谱；根据信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和参与时差估计的每根谱线对应的相位差测量结果；根据预先获得谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，获得参与时差估计的每根谱线的权重系数；根据参与时差估计的每根谱线的权重系数、相位差测量结果和信号的角频率，利用预先建立的时差估计模型，获得信号的时差估计值，以根据时差估计值获得所述信号的方向，时差估计模型为关于相位差变量、权重系数变量和角频率变量的模型。
在一些实施例中，对应关系为
Figure GDA0003937754470000021
其中，wn为第n根谱线的权重系数，SNRn为第n根谱线的信噪比。
在一些实施例中，通过下述方法获得所述对应关系：根据预先建立的单基线干涉仪模型获得所述单基线干涉仪模型中两个阵元接收的两路信号，所述两路信号为所述两个阵元接收辐射源辐射出信号谱线中第n根谱线对应的信号成分；对所述两路信号进行共轭相乘，获得所述共轭相乘结果，所述共轭相乘结果中包括第一相位差计算变量；根据所述第一相位差计算变量和基于所述单基线干涉仪模型计算得到第二相位差计算变量的差值，得到相位差误差变量；获得所述相位差误差变量的期望值，所述相位差误差变量平方的期望值和所述相位差误差变量的方差，并通过使所述相位差误差变量的期望值为零，使所述相位差误差变量平方的期望值与所述相位差误差变量的方差相等，获得所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系；根据所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系，获得所述谱线信噪比与谱线的权重系数的对应关系。
在一些实施例中，时差估计模型为
Figure GDA0003937754470000022
其中，
Figure GDA0003937754470000023
为时差估计参数，ω＝(ω1,...,ωN)，
Figure GDA0003937754470000024
ω为角频率变量的矩阵表示，ω1,...,ωN分别表示第1根谱线至第N根谱线对应的角频率变量，Y为相位差变量的矩阵表示，
Figure GDA0003937754470000025
分别表示第1根谱线至第N根谱线提取到相位差变量，
Figure GDA0003937754470000026
分别表示第1根谱线至第N根谱线对应的权重系数变量。
在一些实施例中，根据时差估计值获得所述信号的方向，包括：根据
Figure GDA0003937754470000033
获得所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角，将所述夹角对应的方向确定为所述信号的方向；其中，
Figure GDA0003937754470000032
为时差估计值，c为所述信号的传播速度，d为所述单基线干涉仪的测向基线长度，θ为所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角。
在一些实施例中，根据所述信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比，包括：根据所述信号采样数据开展Ns点的快速傅里叶变换，获得所述信号全部谱线的幅度；根据所述信号的频谱分布，获得参与时差估计的每根谱线的幅度和所述频谱中无信号部分的多根频谱对应的幅度均值；根据参与时差估计的每根谱线的幅度与所述幅度均值获得参与时差估计的每根谱线的信噪比估计值。
第二方面，本发明提供了一种单基线干涉仪测向装置，包括：频谱分析单元，用于对单基线干涉仪接收到的信号进行处理，获得所述信号的频谱；第一计算单元，用于根据所述信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和参与时差估计的每根谱线对应的相位差测量结果；第二计算单元，用于根据预先获得谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，获得参与时差估计的每根谱线的权重系数；估计与测向单元，用于根据所述参与时差估计的每根谱线的权重系数、相位差测量结果和所述信号的角频率，利用预先建立的时差估计模型，获得所述信号的时差估计值，以根据所述时差估计值获得所述信号的方向，所述时差估计模型为关于相位差变量、权重系数变量和角频率变量的模型。
在一些实施例中，单基线干涉仪测向装置还包括：第三计算单元，用于根据预先建立的单基线干涉仪模型获得所述单基线干涉仪模型中两个阵元接收的两路信号，所述两路信号为所述两个阵元接收辐射源辐射出信号谱线中第n根谱线对应的信号成分；对所述两路信号进行共轭相乘，获得所述共轭相乘结果，所述共轭相乘结果中包括第一相位差计算变量；根据所述第一相位差计算变量和基于所述单基线干涉仪模型计算得到第二相位差计算变量的差值，得到相位差误差变量；获得所述相位差误差变量的期望值，所述相位差误差变量平方的期望值和所述相位差误差变量的方差，并通过使所述相位差误差变量的期望值为零，使所述相位差误差变量平方的期望值与所述相位差误差变量的方差相等，获得所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系；根据所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系，获得所述谱线信噪比与谱线的权重系数的对应关系。
在一些实施例中，估计与测向单元包括：测向模块，用于根据
Figure GDA0003937754470000041
获得所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角，将所述夹角对应的方向确定为所述信号的方向；其中，
Figure GDA0003937754470000042
为时差估计值，c为所述信号的传播速度，d为所述单基线干涉仪的测向基线长度，θ为所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角。
在一些实施例中，第一计算单元，还用于根据所述信号采样数据开展Ns点的快速傅里叶变换，获得所述信号全部谱线的幅度；根据所述信号的频谱分布，获得参与时差估计的每根谱线的幅度和所述频谱中无信号部分的多根频谱对应的幅度均值；根据参与时差估计的每根谱线的幅度与所述幅度均值获得参与时差估计的每根谱线的信噪比估计值。
本发明在单基线干涉仪测的时差测向过程中，利用单基线干涉仪接收两路信号，并获得这两路信号的时差与相位差之间的关系，利用相位差测量结果计算时差估计值，基于谱线的相位差测量误差与谱线信噪比的关系所确定的谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，为时差估计相应谱线权重系数，提升时差估计值的精度，达到提升测向精度的效果。
附图说明
图1为本发明实施例示出的单基线干涉仪测向方法的流程图；
图2为本发明实施例示出的单基线干涉仪模型示意图；
图3为本发明实施例示出的高信噪比场景下信号频谱意图；
图4为本发明实施例示出的信号频带内各频点处的相位差估计结果；
图5为本发明实施例示出的时差测量结果的曲线对比示意图；
图6为本发明实施例示出的低信噪比场景下信号频谱意图；
图7为本发明实施例示出的时差测量结果的曲线对比示意图；
图8为本发明实施例示出的单基线干涉仪测向装置的结构框图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
以下，将参照附图来描述本发明的实施例。但是应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。
在此使用的术语仅仅是为了描述具体实施例，而并非意在限制本发明。这里使用的词语“一”、“一个(种)”和“该”等也应包括“多个”、“多种”的意思，除非上下文另外明确指出。此外，在此使用的术语“包括”、“包含”等表明了所述特征、步骤、操作和/或部件的存在，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、步骤、操作或部件。
在此使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有本领域技术人员通常所理解的含义，除非另外定义。应注意，这里使用的术语应解释为具有与本说明书的上下文相一致的含义，而不应以理想化或过于刻板的方式来解释。
附图中示出了一些方框图和/或流程图。应理解，方框图和/或流程图中的一些方框或其组合可以由计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以提供给通用计算机、专用计算机或其他可编程数据处理装置的处理器，从而这些指令在由该处理器执行时可以创建用于实现这些方框图和/或流程图中所说明的功能/操作的装置。
因此，本发明的技术可以硬件和/或软件(包括固件、微代码等)的形式来实现。另外，本发明的技术可以采取存储有指令的机器可读介质上的计算机程序产品的形式，该计算机程序产品可供指令执行系统使用或者结合指令执行系统使用。在本发明的上下文中，机器可读介质可以是能够包含、存储、传送、传播或传输指令的任意介质。例如，机器可读介质可以包括但不限于电、磁、光、电磁、红外或半导体系统、装置、器件或传播介质。机器可读介质的具体示例包括：磁存储装置，如磁带或硬盘(HDD)；光存储装置，如光盘(CD-ROM)；存储器，如随机存取存储器(RAM)或闪存；和/或有线/无线通信链路。
本发明提供一种单基线干涉仪测向方法。
图1为本发明实施例示出的单基线干涉仪测向方法的流程图，如图1所示，本实施例的方法包括：
S110，对单基线干涉仪接收到的信号进行处理，获得信号的频谱。
S120，根据信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和参与时差估计的每根谱线的相位差估计结果。
S130，根据预先获得谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，获得参与时差估计的每根谱线的权重系数。
S140，根据参与时差估计的每根谱线的权重系数、相位差测量结果和信号的角频率，利用预先建立的时差估计模型，获得所述信号的时差估计值，以根据时差估计值获得信号的方向，所述时差估计模型为关于相位差变量、权重系数变量和角频率变量的模型。
本实施例在单基线干涉仪测的时差测向过程中，利用单基线干涉仪接收两路信号，并获得这两路信号的时差与相位差之间的关系，利用相位差测量结果计算时差估计值，基于谱线的相位差测量误差与谱线信噪比的关系所确定的谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，为时差估计相应谱线权重系数，提升时差估计值的精度，达到提升测向精度的效果。
为便于说明上述步骤S110-S140，首先说明单基线干涉仪模型的构建方法，并分析信号每根谱线的信噪比以及不同信噪比下相位差的测量误差。
如图2所示，本实施例示出的单基线干涉仪模型，包括第一天线A和第二天线B，第一天线A与第二天线B之间的测向基线AB的长度为d。
图2中示出有一信号波长为λ的平面电磁波从与第一天线A以及第二天线B的视轴为θ的方向到达第一天线A与第二天线B。
本实施例从时差测量的角度分析单基线干涉仪的测向原理，当信号到达单基线干涉仪第一天线A、第二天线B时，因为角度θ引起的波程差会形成一个时间差(即时差)Δt，则有：
Δt·c＝dsinθ (1)
公式(1)中，c为信号的传播速度。
根据公式(1)，可以得到：
Figure GDA0003937754470000061
时差测量过程中，只要测量得到公式(2)中的时差Δt，就可以实现信号来波方向的测量。由于Δt·c≤d的限制条件是由第一天线A、第二天线B的物理布局所确定的，因此测角过程中不存在模糊，这是基于时差的干涉仪测向系统相对于基于相差的干涉仪测向系统的显著优势。
时差测向原理如下：
设信号f(t)的傅里叶变换为F(ω)，则有f(t-Δt)的傅里叶变换为e-jΔtωF(ω)，ω为信号角频率。将两路信号进行共轭相乘，可以得到：
F(ω)·[e-jΔtωF(ω)]*＝|F(ω)|2ejΔt·ω＝|F(ω)|2cos(Δt·ω)+j|F(ω)|2sin(Δt·ω) (3)
公式(3)中，|A|表示复信号A的幅度，A*表示A的共轭，j表示复信号虚部的参数。
将公式(3)中F(ω)·[e-jΔtωF(ω)]*的虚部除以实部，可以得到：
Figure GDA0003937754470000071
对公式(4)取正反切运算，可以得到：
Figure GDA0003937754470000072
公式(5)中，
Figure GDA0003937754470000073
为相位差。
根据公式(5)，对于给定角频率ω和相位差
Figure GDA0003937754470000074
即可求取时差Δt。求取时差Δt后，根据公式(2)即可实现单基线干涉仪的时差测向。
实际测向过程中，常用的通信/雷达信号常为宽带信号，其组成的频率成分复杂，即其频谱往往由多根连续谱线组成。因此，实际中往往基于信号多根谱线求取对应的相位差，得到集合{ω1Δt,...,ωNΔt}，其中ω1与ωN分别为信号谱线的第一根与最后一根谱线对应的角频率。求取{ω1Δt,...,ωNΔt}拟合直线的斜率，以此作为时差Δt的估计值，即根据公式(6)获得时差Δt的估计值：
Figure GDA0003937754470000075
公式(6)中，ω＝[ω1,...,ωN]1×N，Y＝[ω1Δt,...,ωNΔt]1×N。
实际上，几乎所有的场景中接收信号都是含噪声的，如公式(6)中，等加权地运用{ω1Δt,...,ωNΔt}的数据，可能因信噪比较低(因而相位差测量误差较大)的谱线而致使
Figure GDA0003937754470000081
的估计不够准确。因此，在收集了第一天线A、第二B天线接收信号，并经信号处理获取组成其频谱的主要谱线后，分析每根谱线的信噪比和不同信噪比情况下相位差的测量精度，以此确定不同谱线参与Δt估计的权重。
不失一般性，假设信号第n根谱线(第n个频率成分)所对应的第一天线A、第二天线B接收的两路信号分别为：
Figure GDA0003937754470000082
公式(7)中，sAn(t)与sBn(t)分别为t时刻第一天线A、第二天线B两路信号，AAn(t)与ABn(t)分别为t时刻第一天线A、第二天线B两路信号的幅度，nA(t)与nB(t)分别为t时刻第一天线A、第二天线B两路噪声幅度，φA(t)、φB(t)分别为t时刻噪声相位。
根据公式(7)，可以得到：
Figure GDA0003937754470000083
将公式(8)中sAn(t)与sBn(t)共轭相乘以提取时差，则有：
Figure GDA0003937754470000084
根据公式(9)，可以得到相位差测量误差为：
Figure GDA0003937754470000091
在信噪比较高的情况下，即在nA(t)＜＜AAn(t)且nB(t)＜＜ABn(t)时，可以得到：
Figure GDA0003937754470000092
根据公式(11)，可以推导出：
Figure GDA0003937754470000093
根据公式(12)可以得到：
Figure GDA0003937754470000094
Figure GDA0003937754470000095
公式(13)中，运算符E[]标识取期望值。由于
Figure GDA0003937754470000101
且噪声幅度nA(t)、nB(t)一般都假设为0均值，故而有
Figure GDA0003937754470000102
对公式(13)取期望值，可以得到：
Figure GDA0003937754470000103
公式(14)中，SNRA与SNRB分别为第一天线A、第二天线B两路信号第n根谱线的信噪比。实际应用中，通过设计及校正使SNRA≈SNRB＝SNRn，其中下标n指示第n根谱线，则有：
Figure GDA0003937754470000104
由公式(15)可以得到，基于第一天线A、第二天线B两路信号第n根谱线的相位差测量误差与该路谱线的信噪比密切相关，由此可以得到谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，确定不同谱线参与时差Δt估计的权重系数。
在获知时差测量原理，以及谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系之后，本发明实施例结合图2-7，对上述步骤S110-S140进行详细说明。
首先，执行步骤S110，即对单基线干涉仪接收到的信号进行处理，获得所述信号的频谱。
本实施例中单基线干涉仪的两个天线可接收到两路信号，本实施例对这两路信号进行频谱分析，获得两路信号的频谱。利用已有技术从频谱上获得参与时差估计的谱线。
在获得信号的频谱之后，继续执行步骤S120，即根据信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和参与时差估计的每根谱线对应的相位差测量结果。
本实施例基于信号的频率成分开展不同频率成分的相位差测量，获得根谱线对应的相位差测量结果，为时差估计收集信息，其中相位差测量方法是干涉仪测向领域中公知技术，本实施例对此不再赘述。
在一些实施例中，通过下述方法获得每根谱线的信噪比：首先根据信号采样数据开展Ns点的快速傅里叶变换(Fast Fourier Transformation，FFT)，获得所述信号全部谱线的幅度；然后根据所述信号的频谱分布，获得参与时差估计的每根谱线的幅度和所述频谱中无信号部分的多根频谱对应的幅度均值；最后根据参与时差估计的每根谱线的幅度与所述幅度均值获得参与时差估计的每根谱线的信噪比估计值。
在一些实施例中，可以根据公式(8)给出两路信号的瞬时幅度，在开展信号频谱分析时均基于较多采样点(如：Ns＝512点或1024点)，这种情况下：
Figure GDA0003937754470000111
公式(16)中示例性给出第一天线A接收信号sAn(t)的FFT展开式，第二天线B接收信号sBn(t)的FFT展开结果与公式(16)类似，Ns为FFT点数。
对于没有信号的噪声谱线m，假设噪声为白噪声，则可以的得到噪声幅度为：
|F(ωm)|≈Ns·[E(|nA(ni)|)] (17)
在一些实施例中，为提高计算精度，取无信号部分的多根谱线并取多根谱线的均值来估计噪声幅度，即：
Figure GDA0003937754470000121
基于公式(16)和(18)，可以得到第n根谱线处的信噪比估计值为：
Figure GDA0003937754470000122
在获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和相位差测量结果之后，继续执行步骤S130，即根据预先获得谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，获得参与时差估计的每根谱线的权重系数。
在一些实施例中，通过下述获得所述对应关系：
第一步，根据预先建立的单基线干涉仪模型获得单基线干涉仪模型中两个阵元接收的两路信号，所述两路信号为所述两个阵元接收辐射源辐射出信号谱线中第n根谱线对应的信号成分。
参考图2示出的模型，第一天线A与第二天线B接收第n根谱线对应的两路信号分别为sAn(t)与sBn(t)，两路信号的表达式参见公式(7)。
第二步，对两路信号进行共轭相乘，获得所述共轭相乘结果，所述共轭相乘结果中包括第一相位差计算变量。
参见公式(9)，可以得到第一相位差计算变量为
Figure GDA0003937754470000123
第一相位差计算变量为公式(9)中共轭相乘结果的虚部相位。
第三步，根据第一相位差计算变量和基于单基线干涉仪模型计算得到第二相位差计算变量的差值，得到相位差误差变量。
根据公式(5)可以得到第二相位差计算变量为Δt·ω，由
Figure GDA0003937754470000124
可以得到相位差误差变量
Figure GDA0003937754470000131
相位差误差变量是关于两路信号中噪声信号的幅度和相位的变量。
第四步，获得相位差误差变量的期望值，所述相位差误差变量平方的期望值和所述相位差误差变量的方差，并通过使所述相位差误差变量的期望值为零，使所述相位差误差变量平方的期望值与所述相位差误差变量的方差相等，获得所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系；
根据公式(13)与(14)可以得到相位差误差变量的均方差
Figure GDA0003937754470000132
与第n根谱线的信噪比SNRn之间的关系为
Figure GDA0003937754470000133
第五步，根据相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系，获得所述谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系。
其中，谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系为
Figure GDA0003937754470000134
wn为第n根谱线的权重系数，SNRn为第n根谱线的信噪比。
在获得参与时差估计的每根谱线的权重系数之后，继续执行步骤S140，即根据所述参与时差估计的每根谱线的权重系数、相位差测量结果和所述信号的角频率，利用预先建立的时差估计模型，获得所述信号的时差估计值，以根据信号的时差估计值获得信号的方向，所述时差估计模型为关于相位差变量、权重系数变量和角频率变量的模型。
本实施例中时差估计模型为：
Figure GDA0003937754470000135
公式(20)中，
Figure GDA0003937754470000136
为时差估计参数，ω＝(ω1,...,ωN)，
Figure GDA0003937754470000137
ω为角频率变量的矩阵表示，ω1,...,ωN分别表示第1根谱线至第N根谱线对应的角频率变量，Y为相位差变量的矩阵表示，
Figure GDA0003937754470000138
分别表示第1根谱线至第N根谱线提取到相位差变量，
Figure GDA0003937754470000141
分别表示第1根谱线至第N根谱线对应的权重系数变量。
将获得的相位差测量结果代入时差估计模型中的相位差变量，将获得参与时差估计的每根谱线对应的角频率代入时差估计模型中的角频率变量，以及将计算得到的时差估计的每根谱线对应的权重系数代入时差估计模型中的权重系数变量，可以得到时差估计值
Figure GDA0003937754470000142
根据
Figure GDA0003937754470000143
获得所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角，将所述夹角对应的方向确定为所述信号的方向。
为详细说明本实施例单基线干涉仪测向方法的有益效果，本发明通过下述实施例进行说明。
将中频频率20MHz，采样频率200MHz，码速率2Mbps的BPSK信号作为考察信号，假设时差Δt＝2/Fs，即为2个采样点的延迟。图3给出的较高信噪比情况下信号频谱，图4给出了某次测量信号估计频带内各频点的相位差估计结果，图5给出了100次测试场景下的理论时差，基于传统方法的时差估计结果及基于本发明实施例方法的时差估计结果。
如图5所示，基于传统方法的时差估计平均误差为-9.1×10-10s，对应6.5°的相位误差，基于本发明实施例方法的时差估计平均误差为-6.7×10-11s，对应0.48°的相位误差。
图6给出了较低信噪比场景下的信号频谱，图7给出了100次测试场景下的理论时差，基于传统方法的时差估计结果及基于本发明实施例方法的时差估计结果。
如图7所示，基于传统方法的时差估计平均误差为-1.3×10-9s，对应9.36°的相位误差，基于本发明实施例方法的时差估计平均误差为-1.7×10-10s，对应1.22°的相位误差。
可见，在高信噪比及低信噪比场景下，本发明实施例给出的方法均能有效提升信号到达时差的测量精度。
本发明实施例还提供了一种单基线干涉仪测向装置。
图8为本发明实施例示出的单基线干涉仪测向装置的结构框图，如图8所示，本实施例的装置包括：
频谱分析单元81，用于对单基线干涉仪接收到的信号进行处理，获得所述信号的频谱；
第一计算单元82，用于根据所述信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和参与时差估计的每根谱线对应的相位差测量结果；
第二计算单元83，用于根据预先获得谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，获得参与时差估计的每根谱线的权重系数；
估计与测向单元84，用于根据所述参与时差估计的每根谱线的权重系数、相位差测量结果和所述信号的角频率，利用预先建立的时差估计模型，获得所述信号的时差估计值，以根据所述时差估计值获得所述信号的方向，所述时差估计模型为关于相位差变量、权重系数变量和角频率变量的模型。
在一些实施例中，单基线干涉仪测向装置还包括第三计算单元，用于根据预先建立的单基线干涉仪模型获得所述单基线干涉仪模型中两个阵元接收的两路信号，所述两路信号为所述两个阵元接收辐射源辐射出信号谱线中第n根谱线对应的信号成分；对所述两路信号进行共轭相乘，获得所述共轭相乘结果，所述共轭相乘结果中包括第一相位差计算变量；根据所述第一相位差计算变量和基于所述单基线干涉仪模型计算得到第二相位差计算变量的差值，得到相位差误差变量；获得所述相位差误差变量的期望值，所述相位差误差变量平方的期望值和所述相位差误差变量的方差，并通过使所述相位差误差变量的期望值为零，使所述相位差误差变量平方的期望值与所述相位差误差变量的方差相等，获得所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系；根据所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系，获得所述谱线信噪比与谱线的权重系数的对应关系。
在一些实施例中，估计与测向单元84包括：
测向模块，用于根据
Figure GDA0003937754470000151
获得所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角，将所述夹角对应的方向确定为所述信号的方向；其中，
Figure GDA0003937754470000152
为时差估计值，c为所述信号的传播速度，d为所述单基线干涉仪的测向基线长度，θ为所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角。
第一计算单元82，还用于根据所述信号采样数据开展Ns点的快速傅里叶变换，获得所述信号全部谱线的幅度；根据所述信号的频谱分布，获得参与时差估计的每根谱线的幅度和所述频谱中无信号部分的多根频谱对应的幅度均值；根据参与时差估计的每根谱线的幅度与所述幅度均值获得参与时差估计的每根谱线的信噪比估计值。
对于装置实施例而言，由于其基本对应于方法实施例，所以相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
本发明提供的单基线干涉仪测向装置可以通过软件实现，也可以通过硬件或者软硬件结合的方式实现。以软件实现为例，本发明提供的单基线干涉仪测向装置可包括处理器、存储有机器可执行指令的机器可读存储介质。处理器与机器可读存储介质可经由系统总线通信。并且，通过读取并执行机器可读存储介质中与单基线干涉仪测向逻辑对应的机器可执行指令，处理器可执行上文描述的单基线干涉仪测向方法。
本发明中提到的机器可读存储介质可以是任何电子、磁性、光学或其它物理存储装置，可以包含或存储信息，如可执行指令、数据，等等。例如，机器可读存储介质可以是：RAM(Radom Access Memory，随机存取存储器)、易失存储器、非易失性存储器、闪存、存储驱动器(如硬盘驱动器)、固态硬盘、任何类型的存储盘(如光盘、DVD等)，或者类似的存储介质，或者它们的组合。
根据本发明公开的示例，本发明还提供了一种包括机器可执行指令的机器可读存储介质，机器可执行指令可由单基线干涉仪测向装置中的处理器执行以实现上文描述的单基线干涉仪测向方法。
为了便于清楚描述本发明实施例的技术方案，在发明的实施例中，采用了“第一”、“第二”等字样对功能和作用基本相同的相同项或相似项进行区分，本领域技术人员可以理解“第一”、“第二”等字样并不对数量和执行次序进行限定。以上所述，仅为本发明的具体实施方式，在本发明的上述教导下，本领域技术人员可以在上述实施例的基础上进行其他的改进或变形。本领域技术人员应该明白，上述的具体描述只是更好的解释本发明的目的，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种单基线干涉仪测向方法，其特征在于，包括：
对单基线干涉仪接收到的信号进行处理，获得所述信号的频谱；
根据所述信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和参与时差估计的每根谱线对应的相位差测量结果；
根据预先获得谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，获得参与时差估计的每根谱线的权重系数；
根据所述参与时差估计的每根谱线的权重系数、相位差测量结果和所述信号的角频率，利用预先建立的时差估计模型，获得所述信号的时差估计值，以根据所述时差估计值获得所述信号的方向，所述时差估计模型为关于相位差变量、权重系数变量和角频率变量的模型；
其中所述时差估计模型为
Figure FDA0003937754460000011
其中，
Figure FDA0003937754460000012
为时差估计参数，ω＝(ω1,...,ωN)，
Figure FDA0003937754460000013
ω为角频率变量的矩阵表示，ω1,...,ωN分别表示第1根谱线至第N根谱线对应的角频率变量，Y为相位差变量的矩阵表示，
Figure FDA0003937754460000014
分别表示第1根谱线至第N根谱线提取到相位差变量，
Figure FDA0003937754460000015
分别表示第1根谱线至第N根谱线对应的权重系数变量。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对应关系为
Figure FDA0003937754460000016
其中，wn为第n根谱线的权重系数，SNRn为第n根谱线的信噪比。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，通过下述方法获得所述对应关系：
根据预先建立的单基线干涉仪模型获得所述单基线干涉仪模型中两个阵元接收的两路信号，所述两路信号为所述两个阵元接收辐射源辐射出信号谱线中第n根谱线对应的信号成分；
对所述两路信号进行共轭相乘，获得所述共轭相乘结果，所述共轭相乘结果中包括第一相位差计算变量；
根据所述第一相位差计算变量和基于所述单基线干涉仪模型计算得到第二相位差计算变量的差值，得到相位差误差变量；
获得所述相位差误差变量的期望值，所述相位差误差变量平方的期望值和所述相位差误差变量的方差，并通过使所述相位差误差变量的期望值为零，使所述相位差误差变量平方的期望值与所述相位差误差变量的方差相等，获得所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系；
根据所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系，获得所述谱线信噪比与谱线的权重系数的对应关系。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述时差估计值获得所述信号的方向，包括：
根据
Figure FDA0003937754460000021
获得所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角，将所述夹角对应的方向确定为所述信号的方向；
其中，
Figure FDA0003937754460000022
为时差估计值，c为所述信号的传播速度，d为所述单基线干涉仪的测向基线长度，θ为所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比，包括：
根据所述信号采样数据开展Ns点的快速傅里叶变换，获得所述信号全部谱线的幅度，Ns为快速傅里叶变换点数；
根据所述信号的频谱分布，获得参与时差估计的每根谱线的幅度和所述频谱中无信号部分的多根频谱对应的幅度均值；
根据参与时差估计的每根谱线的幅度与所述幅度均值获得参与时差估计的每根谱线的信噪比估计值。
6.一种单基线干涉仪测向装置，其特征在于，包括：
频谱分析单元，用于对单基线干涉仪接收到的信号进行处理，获得所述信号的频谱；
第一计算单元，用于根据所述信号的频谱获得参与时差估计的每根谱线的信噪比和参与时差估计的每根谱线对应的相位差测量结果；
第二计算单元，用于根据预先获得谱线信噪比与谱线权重系数的对应关系，获得参与时差估计的每根谱线的权重系数；
估计与测向单元，用于根据所述参与时差估计的每根谱线的权重系数、相位差测量结果和所述信号的角频率，利用预先建立的时差估计模型，获得所述信号的时差估计值，以根据所述时差估计值获得所述信号的方向，所述时差估计模型为关于相位差变量、权重系数变量和角频率变量的模型；
其中，所述时差估计模型为
Figure FDA0003937754460000031
其中，
Figure FDA0003937754460000032
为时差估计参数，ω＝(ω1,...,ωN)，
Figure FDA0003937754460000033
ω为角频率变量的矩阵表示，ω1,...,ωN分别表示第1根谱线至第N根谱线对应的角频率变量，Y为相位差变量的矩阵表示，
Figure FDA0003937754460000034
分别表示第1根谱线至第N根谱线提取到相位差变量，
Figure FDA0003937754460000035
分别表示第1根谱线至第N根谱线对应的权重系数变量。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，还包括：
第三计算单元，用于根据预先建立的单基线干涉仪模型获得所述单基线干涉仪模型中两个阵元接收的两路信号，所述两路信号为所述两个阵元接收辐射源辐射出信号谱线中第n根谱线对应的信号成分；对所述两路信号进行共轭相乘，获得所述共轭相乘结果，所述共轭相乘结果中包括第一相位差计算变量；根据所述第一相位差计算变量和基于所述单基线干涉仪模型计算得到第二相位差计算变量的差值，得到相位差误差变量；获得所述相位差误差变量的期望值，所述相位差误差变量平方的期望值和所述相位差误差变量的方差，并通过使所述相位差误差变量的期望值为零，使所述相位差误差变量平方的期望值与所述相位差误差变量的方差相等，获得所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系；根据所述相位差误差变量的均方差与第n根谱线的信噪比之间的关系，获得所述谱线信噪比与谱线的权重系数的对应关系。
8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述估计与测向单元包括：
测向模块，用于根据
Figure FDA0003937754460000041
获得所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角，将所述夹角对应的方向确定为所述信号的方向；其中，
Figure FDA0003937754460000042
为时差估计值，c为所述信号的传播速度，d为所述单基线干涉仪的测向基线长度，θ为所述信号与所述单基线干涉仪天线视轴的夹角。
9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第一计算单元，还用于根据所述信号采样数据开展Ns点的快速傅里叶变换，获得所述信号全部谱线的幅度，Ns为快速傅里叶变换点数；根据所述信号的频谱分布，获得参与时差估计的每根谱线的幅度和所述频谱中无信号部分的多根频谱对应的幅度均值；根据参与时差估计的每根谱线的幅度与所述幅度均值获得参与时差估计的每根谱线的信噪比估计值。
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