CN110024250A

CN110024250A - 用于管理涌入电流的电路和方法

Info

Publication number: CN110024250A
Application number: CN201780072839.8A
Authority: CN
Inventors: A.S.卡兰思
Original assignee: Harman Becker Automotive Systems GmbH
Current assignee: Harman Becker Automotive Systems GmbH
Priority date: 2016-11-25
Filing date: 2017-10-27
Publication date: 2019-07-16
Anticipated expiration: 2037-10-27
Also published as: CN110024250B; US11146059B2; US20190280477A1; WO2018095692A1; EP3545597A1; EP3545597B1

Abstract

提供一种用于管理负载的涌入电流的电路。所述负载联接在电压源与用于负供电电位的端子之间。所述电路包括开关，所述开关联接在所述电压源与所述负载之间，并且被配置成将所述负载连接到所述电压源或使所述负载从所述电压源断开。所述电路还包括至少一个负载电容器，所述至少一个负载电容器在所述开关与所述用于负供电电位的端子之间并联联接到所述负载。所述电路还包括控制单元。所述控制单元包括感测单元和切换单元，其中所述感测单元被配置成在所述开关闭合以将所述负载连接到所述电压源时确定所述涌入电流，并且所述切换单元被配置成取决于所述涌入电流控制所述开关的切换。

Description

用于管理涌入电流的电路和方法

技术领域

本公开涉及用于管理涌入电流，特别是用于控制负载开关应用中的涌入电流的电路和方法。

背景技术

为了减少负载的静态电流消耗，可以在不需要负载的操作时使用开关将负载与电源断开。此外，在许多系统中，电容器与负载并联联接，以确保负载的供电轨上没有电压降。一些系统包括用于断开负载与电源的开关以及与负载并联的至少一个此种电容器。此种系统通过闭合开关来重新激活以便向负载供电，电容器将被充电，这可能导致涌入电流超过负载的额定电流。然而，过大的涌入电流会对系统造成损坏。

发明内容

提供一种用于管理负载的涌入电流的方法。所述负载联接在电压源与用于负供电电位的端子之间。所述方法包括：将切换信号提供到开关，其中所述开关联接在所述电压源与所述负载之间，并且其中所述开关被配置成将所述负载连接到所述电压源或使所述负载从所述电压源断开；确定通过所述开关的涌入电流；以及取决于所述确定的涌入电流调整所述切换信号。

通过研究下面的详细描述和附图，其它系统、方法、特征和优点对于本领域技术人员将是或将变得显而易见。所有这些额外系统、方法、特征和优点都应包括在本说明书中、在本发明的范围内并且受所附权利要求的保护。

附图说明

参考以下描述和附图可以更好地理解方法。附图中的部件不一定按比例绘制，而是将重点放在说明本发明的原理上。此外，在附图中，相同的附图标记在不同视图中表示对应部分。

图1是包括用于断开负载的负载开关的电路的示意图。

图2是包括用于断开负载的负载开关的另一电路的示意图。

图3示出了用于管理涌入电流的电路的示意图。

图4示出了用于管理涌入电流的另一电路的示意图。

图5示出了用于管理涌入电流的电路。

图6以时序图示出了图5的电路内的若干电压和电流。

图7以时序图示出了图5的电路内的若干另外的电压。

图8以流程图示出了用于管理涌入电流的方法。

具体实施方式

图1示出了包括负载2的电路。负载2联接在电压源V1与用于负供电电位的端子GND之间。开关S1联接在负载2与电压源V1之间，并且被配置成将负载2连接到电压源V1或使负载2从电压源V1断开。控制单元4被配置成控制开关S1。控制单元4例如可以向开关S1提供控制信号。取决于控制信号，可以断开或关闭开关S1。在一个示例中，如果控制信号具有高电平，则开关S1可以闭合，并且如果控制信号具有低电平，则开关S1可以断开，反之亦然。然而，这只是一个示例。在另一示例中，当控制信号高于阈值水平时，开关S1可以闭合，而当控制信号低于阈值水平时，开关S1可以断开，反之亦然。开关S1可以在不需要负载2的操作的时间段期间断开。举例来说，当开关S1断开时，电路可以处于待机模式。举例来说，当开关S1闭合时，电路可以处于激活模式。特别是在包括电池供电负载的电路中，这种负载开关S1通常用于延长电池寿命。在连接到电池时，即使负载2不活动，负载2通常也消耗至少少量的电力。使用负载开关可以显著降低静态电流。

图2中所示的电路类似于已经参考图1描述的电路。然而，图2的示例中的开关S1实施为MOSFET(金属半导体场效应晶体管)。当晶体管处于开启状态时，MOSFET可以是P通道或N通道MOSFET，其将电压传递到负载2。然而，这只是一个示例。负载开关S1可以按任何其它合适的方式实施。在图2的电路中，负载电容器C_L在开关S1与用于负供电电位的端子GND之间并联联接到负载2。电容器C_L被配置成确保供电轨上没有电压降。然而，当最初向系统施加电力时，例如，当开关S1闭合以激活负载2时，所述电容器C_L充电。电容器C_L的充电可能导致涌入电流。所述涌入电流可能高达100A或更高。因此，涌入电流可能超过额定负载电流。在这种情况下，额定负载电流是负载2在维持直接损坏或恶化之前可以承载的最大电流量。

在系统启动时(例如，当开关S1闭合时)，电源V1将上升到调节电压。随着电压的增大，涌入电流流入未充电的电容器C_L。进入电容器C_L的涌入电流量由电压斜坡的斜率确定，如下所述：

其中i_C是由电容引起的涌入电流量，C_L是电容器的电容，dV是斜升期间的电压变化，并且dt是电压斜升期间的上升时间。

当管理或控制涌入电流时，电容器C_L的充电变慢。通常，可以通过增大电容器C_L的电压上升时间，从而减慢电容器C_L充电的速率来减小涌入电流。如果电压线性增大，则充电电流(涌入电流i_C)保持恒定。

图3示出了用于管理涌入电流的电路的示例。所述电路大体对应于图2的电路，然而，图3的电路中的控制单元4包括感测单元42和切换单元44。控制单元4联接到开关S1与负载2之间的公共节点，具有第一输入端。在其输出端处，控制单元4向开关S1提供切换信号，所述切换信号被配置成接通或断开开关S1(开关闭合或断开)。感测单元42和切换单元44串联联接在控制单元4的输入端与输出端之间。感测单元42被配置成确定涌入电流i_C。切换单元44被配置成根据由感测单元42测量的涌入电流i_C来控制开关S1。具体地说，切换单元44可以控制开关S1的接通。举例来说，开关S1可以实施为MOSFET。在图3的电路中，MOSFET被示出为增强型MOSFET。MOSFET通常是压控场效应晶体管。当MOSFET的栅极-源极电压V_GS为零时，增强型MOSFET几乎不传导电流(I_D＝0)。当栅源-源极电压V_GS达到阈值电压时，漏极电流I_D开始流过MOSFET(I_D>0)。流过MOSFET的电流量取决于栅极-源极电压V_GS。因此，可以通过控制栅极-源极电压V_GS来控制漏极电流I_D以及由此产生的涌入电流I_C。切换单元44可以被配置成控制此栅极-源极电压V_GS。举例来说，MOSFET可以在导通期间在其所谓的线性区域中操作。在此线性区域中，MOSFET的漏极-源极通道(D-S)导通并且由栅极-源极电压V_GS控制。为了使MOSFET处于线性状态，栅极-源极电压V_GS必须在所谓的米勒电压(Miller voltage)的范围内。

MOSFET可以在其线性区域中操作，直到电容器C_L充满电。在其线性区域中操作MOSFET，从而向电容器C_L提供恒定的充电电流会增大对电容器C_L充满电所需的时间。

图4示出了用于管理涌入电流的另一电路。在图4的电路中，第一电容器C_L1联接在开关S1与用于负供电电位的端子GND之间。电感L1联接在负载2和开关S1与第一电容器C_L1之间的公共节点之间。第二电容器C_L2在电感L1与用于负供电电位的端子GND之间并联联接到负载2。电感L1和第二电容器C_L2形成LC电路(谐振电路)。举例来说，第二电容器C_L2可以是电解电容器。使用两个负载电容器C_L1、C_L2仅是一个示例。取决于应用，可以在电路中使用任何其它数量的负载电容器C_L1、C_L2。

感测单元42包括串联联接的感测电容器C_S和感测电阻器R_S。包括感测电容器C_S和感测电阻器R_S的串联连接在开关S1与用于负供电电位的端子GND之间并联联接到第一电容器C_L1。感测单元42还包括第一运算放大器OpAmp1。利用第一输入端V1，运算放大器OpAmp1联接到感测电阻器R_S与用于负供电电位的端子GND之间的公共节点。利用第二输入端V2，运算放大器OpAmp1联接到感测电容器C_S与感测电阻器R_S之间的公共节点。运算放大器OpAmp1被配置成确定通过感测电阻器R_S的感测电流。在其输出端V_OUT1处，运算放大器OpAmp1提供的感测电压取决于通过感测电阻器R_S的感测电流，并且因此也取决于涌入电流i_C。

切换单元44包括第二运算放大器OpAmp2。在第一输入端V3处，第二运算放大器OpAmp2从第一运算放大器OpAmp1接收感测电压。在第二输入端V4处，第二运算放大器OpAmp2接收参考电压。第二运算放大器OpAmp2被配置成在其输出端V_OUT2处提供切换电压，所述切换电压被提供给MOSFET的栅极G。切换电压取决于感测电压与参考电压之间的差。当感测电压低于参考电压时，将切换电压提供给MOSFET的栅极G。一旦栅极-源极电压V_GS大于MOSFET的阈值电压，MOSFET就传导电流，如上所述。结果，当涌入电流i_C增大时，栅极-源极电压V_GS减小，反之亦然。当栅极-源极电压V_GS减小时，这也将导致涌入电流i_C的减小。以此方式，可以将涌入电流i_C控制为不超过预定值。

参考图5进一步描述用于管理涌入电流的电路的一般功能，图5示出了用于管理涌入电流的模拟电路。所述电路包括在负载2的输入端处的电容器C2、C3和C4。图5的电路中的输入开关(图1到图4中的S1)包括4个MOSFET M2、M4、M5、M6。感测电容器C5和感测电阻R3被配置成确定涌入电流，如关于图4所解释的。运算放大器U1对应于图4的第一运算放大器OpAmp1。输入开关M2、M4、M5、M6由另一个由晶体管Q15和Q16形成的运算放大器控制。此另一运算放大器Q15、Q16的参考电压由齐纳二极管D2提供，所述齐纳二极管联接在晶体管中的一者Q15与用于负供电电位的端子GND之间。

如果例如R9＝20kΩ且R4＝10Ω，则运算放大器U1的增益将为U1＝R9/R4＝20kΩ/10Ω＝2000。额外运算放大器Q15、Q16维持运算放大器U1的输出等于其参考，例如3V。对于3V的输出电压和2000的增益，运算放大器U1的第二输入电压可以计算为3V/2000＝1.5mV。因此，如果R3＝0.1Ω，则通过电阻器R3的电流可以被计算为1.5mV/0.1Ω＝15mA。此电流是将电容器C5充电到输入轨电压的恒定电流。以15mA的恒定电流对电容器C5充电所需的时间可以计算为T＝C*V/I，因此，如果C5＝4.7μF，则T＝4.7μF*13V/15mA＝4ms。这意味着在15mA的恒定电流下对电容器C5充电需要4ms。对应于涌入电流的充电电流通常可以计算为I＝C*V/T。因此，如果C2＝C3＝C4＝560μF，则i_C＝560μF*3*13V/4ms＝5.5A。然而，此示例中的值仅是示例性选择的。可以为电路内的部件选择任何其它合适的值来管理涌入电流。

从上述结果可以看出，即使供电轨(节点KL30)急剧上升，电解电容器C3、C4、C5(节点KL30_SW)的电压也上升得慢得多。电容器C3、C4、C5充满电所需的时间(节点KL30_SW的上升时间)约为4ms，如上所述。通过电阻器R1的充电电流约为5.5A。运算放大器U1的输出维持在约3V。在对电容器C3、C4、C5充电所需的4ms期间，MOSFET M2、M4、M5、M6在其线性区域中被驱动，因此限制了涌入电流。在当前示例中，这可以被视为MOSFET M2、M4、M5、M6的栅极处的约3V的电压。当大约4ms后，电容器C2、C3、C4充满电时，运算放大器U1的输出减小，而另一运算放大器Q15、Q16增大其输出电压，从而试图维持运算放大器U1的输出等于参考值电压。这增大了MOSFET M2、M4、M5、M6的栅极-源极电压，并且使MOSFET M2、M4、M5、M6完全导通。这些结果表明，结果，节点KL30与KL30_SW之间的电压缓慢降低(而MOSFET M2、M4、M5、M6处于线性模式)，并且当电容器C2、C3、C4充满电(MOSFET M2、M4、M5、M6完全接通)后约4ms后最终达到零。

这在图6和图7的图中进一步说明。图6中的第一图(最上面的图)示出了节点KL30(V(KL30))随时间而变的电压。可以看出，电压V(KL30)立即上升到最大电压，在图5的电路中约为13V。然而，节点KL30_SW处的电压(从顶部开始的第二个图)受到调节并且线性上升约为4ms，直到电容器C2、C3、C4充满电。当电容器C2、C3、C4充满电时，电压V(KL30_SW)在大约13V时达到其最大值。电阻器R1处的电流I(R1)(顶部的第三个图)在节点KL30处的电压上升到其最大值之后不久显示峰值，然后保持恒定在约5.6A的值，直到电容器C2、C3、C4充满电为止。当在大约4ms之后，电容器C2、C3、C4充满电时，电流I(R1)回落到0A。在短暂的峰值之后，运算放大器U1的输出端处的电压V(OUT)调平到大约3.0V的值，直到电容器C2、C3、C4充满电，然后其回落到零。

图7再次示出了节点KL30_SW(最上面的图)处的电压V(KL30_SW)和运算放大器U1的输出端处的电压V(OUT)，如上所述(从顶部起的第二图)。MOSFET的栅极端子G与源极端子S之间的节点V(GATE，SOURCE)处的电压V(GATE)(从顶部开始的第三个图)上升到大约3V(MOSFET的米勒电压的电平)，同时电容器C2、C3、C4充电(MOSFET M2、M4、M5、M6的线性模式)。当电容器C2、C3、C4充满电时，节点GATE的电压V(GATE)上升到其最大值，约为13V。相反，在节点KL30与节点KL30_SW之间的电压V(KL30，KL30_SW)(从顶部开始的第四个图)在KL30处的电压上升到其最大值之后直接上升到大约13V的最大值，并且在电容器C2、C3、C4充电的同时减小到零。

图8以流程图示出了用于管理涌入电流的方法。将切换信号提供给开关(步骤800)。开关联接在负载与电压源之间，并且被配置成将负载连接到电压源和使负载从电压源断开。当负载连接到电压源时，向负载提供电流，并且电路处于激活模式。当开关断开且负载未连接到电压源时，没有电流提供给负载，并且电路处于非激活或待机模式。当开关闭合时，产生通过开关的涌入电流。确定此涌入电流(步骤802)。取决于所确定的涌入电流，调整切换信号(步骤804)。以此方式，可以控制通过开关的电流，并且可以防止过大的涌入电流。

虽然已经描述了本发明的各种实施方案，但对于本领域普通技术人员显而易见的是，在本发明的范围内可以有更多的实施方案和实施方式。因此，除了所附权利要求及其等同物之外，本发明不受限制。

Claims

1.一种用于管理负载(2)的涌入电流(i_C)的电路，其中所述负载(2)联接在电压源(V1)与用于负供电电位的端子(GND)之间，所述电路包括：

开关(S1)，所述开关联接在所述电压源(V1)与所述负载(2)之间，并且被配置成将所述负载(2)连接到所述电压源(V1)或使所述负载(2)从所述电压源(V1)断开；

至少一个负载电容器(C_L)，所述至少一个负载电容器在所述开关(S1)与所述用于负供电电位的端子(GND)之间并联联接到所述负载(2)；以及

控制单元(4)，其中

所述控制单元(4)包括感测单元(42)和切换单元(44)，

所述感测单元(42)被配置成当所述开关(S1)闭合以将所述负载(2)连接到所述电压源(V1)时确定所述涌入电流(i_C)，并且

所述切换单元(44)被配置成取决于所述涌入电流(i_C)控制所述开关(S1)的切换。

2.如权利要求1所述的电路，其中所述开关(S1)包括至少一个MOSFET。

3.如权利要求1或2所述的电路，其中所述感测单元(42)包括感测电阻器(R_S)、感测电容器(C_S)和第一运算放大器(OpAmp1)。

4.如权利要求3所述的电路，其中

所述感测电阻器(R_S)和所述感测电容器(C_S)串联联接在所述开关(S1)与所述用于负供电电位的端子(GND)之间，与所述负载(2)并联；以及

所述第一运算放大器(OpAmp1)被配置成确定通过所述感测电阻器(R_S)的电流并且提供感测电压，其中通过所述感测电阻器(R_S)的所述电流取决于所述涌入电流，并且所述感测电压取决于通过所述感测电阻器(R_S)的所述电流。

5.如权利要求3或4所述的电路，其中所述切换单元(44)包括第二运算放大器(OpAmp2)，其中所述第二运算放大器(OpAmp2)被配置成将开关电压提供到所述开关(S1)。

6.如权利要求5所述的电路，其中所述开关电压取决于由所述第一运算放大器(OpAmp1)提供的所述感测电压与参考电压之间的差。

7.一种用于管理负载(2)的涌入电流(i_C)的方法，其中所述负载(2)联接在电压源(V1)与用于负供电电位的端子(GND)之间，所述方法包括：

将切换信号提供到开关(S1)，其中所述开关(S1)联接在所述电压源(V1)与所述负载(2)之间，并且其中所述开关(S1)被配置成将所述负载(2)连接到所述电压源(V1)或使所述负载(2)从所述电压源(V1)断开；

确定通过所述开关(S1)的涌入电流(i_C)；以及

取决于所述确定的涌入电流(i_C)调整所述切换信号。

8.如权利要求7所述的方法，其中所述开关(S1)包括至少一个MOSFET，所述MOSFET具有栅极端子(G)、漏极端子(D)和源极端子(S)，并且其中所述切换信号被配置成调节所述至少一个MOSFET的栅极-源极电压(V_GS)。

9.如权利要求8所述的方法，其中至少一个负载电容(C_L)在所述开关(S1)与所述用于负供电电位的端子(GND)之间并联联接到所述负载(2)，其中当所述开关(S1)闭合并且将所述负载(2)和所述至少一个负载电容(C_L)连接到所述电压源(V1)时，所述至少一个负载电容(C_L)被充电，并且其中所述方法还包括从所述开关(S1)闭合时的时间点开始在所述至少一个MOSFET的线性区域中操作所述至少一个MOSFET，直到所述至少一个负载电容(C_L)被完全充电为止。