CN109962616A - 电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电源装置，其即使在将GaN系半导体材料作为开关使用的情况下，也能够防止发生开关错误地导通的误导通。电源电路包括由GaN系半导体材料构成的FET即第一开关(UH1)和由GaN系半导体材料构成的FET即第二开关(UL1)，第一开关(UH1)的源极与输入电位侧连接，第一开关(UH1)的漏极与第二开关(UL1)的源极连接的同时与输出电位侧连接，该电源电路将防止一个开关导通时另一开关随之打开的误导通防止电路与第一开关(UH1)的栅极和/或第二开关(UL1)的栅极连接。

Description

电源电路
技术领域
本发明涉及电源电路，特别涉及使用由GaN系半导体材料构成的FET的电源电路。
背景技术
以往，作为对直流电源的电位进行转换的电源电路，使用对高压侧开关和低压侧开关的通断进行切换的DC/DC转换器(例如参照专利文献1)。在上述电源电路中，通常高压侧开关和低压侧开关利用使用Si材料的功率MOSFET(metal-oxide-semi conductorfield-effect transistor)。但是，近年来，使用GaN系半导体材料的FET(field-effecttransistor)被研究出来，由于与Si系材料相比具有低导通电阻、高频动作、高温动作、高耐压的优点，而期待应用于功率设备。
图12示出将由GaN系半导体材料构成的FET用于高压侧开关及低压侧开关的以往的电源电路。在图12所示的电源电路中，由GaN系半导体材料构成的高压侧开关HiGaN的漏极与输入电位Vin连接，源极作为中间电位Vsw与低压侧开关LoGaN的漏极连接且与输出电位Vout侧连接。另外，在中间电位Vsw与输出电位Vout之间夹设电感，在输出电位Vout与接地电位之间夹设电容。另外，向高压侧开关HiGaN输入栅极电位Vg_Hi，向低压侧开关LoGaN输入栅极电位Vg_Lo。在这种电源电路中，构成例如将输入电位Vin＝400V且输入电流Iin＝2A的电流转换为输出电位Vout＝200V且输出电流Iout＝4A的降压型DC/DC转换器。
图13是表示图12中示出的以往的电源电路正常动作时的曲线图，图13的(a)是表示低压侧开关LoGaN的栅极电位Vg_Lo和中间电位Vsw的电位变化的曲线图，图13的(b)是表示输入电流Iin与感应电流I_ind的电流变化的曲线图。
如图13的(a)所示，在使低压侧开关LoGaN的栅极电位Vg_Lo从导通变为断开后，使高压侧开关HiGaN的栅极电位Vg_Hi从断开变为导通(未图示)，中间电位Vsw上升。另外，在使栅极电位Vg_Lo从断开变为导通(未图示)，中间电位Vsw下降后，使栅极电位Vg_Lo从导通变为断开。
此时，如图13的(b)所示，输入电流Iin在从栅极电位Vg_Hi的导通到断开为止单调增加后急速减小，感应电流I_ind在栅极电位Vg_Hi的导通到断开为止单调增加后单调减少。感应电流I_ind利用电容平滑化，作为输出电位Vout输出。
图14是将图13的(a)局部放大示出的曲线图，图14的(a)是将栅极电位Vg_Hi从断开变为导通的时间放大示出的曲线图，图14的(b)是将栅极电位Vg_Hi从导通变为断开的时间放大示出的曲线图。如图14的(a)(b)所示，在高压侧开关HiGaN的导通时和断开时，低压侧开关LoGaN的栅极电位Vg_Lo发生耦合(linking)。对于图14的(a)(b)所示的例子来说，即使栅极电位Vg_Lo发生耦合，电位变动也很小，因此低压侧开关LoGaN不会误导通，电源电路正常动作。
现有技术文献
专利文件
专利文献1：日本特开2009-022106号公报
发明内容
本发明所要解决的技术问题
但是，由GaN系半导体材料构成的高压侧开关HiGaN和低压侧开关LoGaN可能会高速动作，因此存在高速动作时一个开关导通时另一开关叠加噪声而发生的耦合增大，发生误将另一开关导通的误导通的问题。
图15是表示以往的电源电路中的高压侧开关HiGaN导通时的低压侧开关LoGaN的栅极电位Vg_Lo和中间电位Vsw的变化的曲线图，图15的(a)表示耦合大的情况，图15的(b)表示耦合小的情况。如图15的(a)所示，在栅极电位Vg_Lo产生的耦合大的情况下，在曲线图中以虚线包围的区域中，栅极电位Vg_Lo过大，低压侧开关LoGaN发生误导通。另一方面，如图15的(b)所示，在栅极电位Vg_Lo产生的耦合小的情况下，低压侧开关LoGaN不会发生误导通。并且，上述耦合包含高频振动的噪声成分和偶发噪声。
图16是表示图12所示的电源电路的温度分布的代替附图照片，图16的(a)表示低压侧开关Lo_GaN发生了误导通的情况，图16的(b)表示低压侧开关Lo_GaN没有发生误导通的情况。图16的(a)中以白色箭头示出的高压侧开关Hi_GaN周围的温度为34.6℃，低压侧开关Lo_GaN周围的温度为34.1℃，功率转换效率为83.70％。另外，图16的(b)中以白色箭头示出的高压侧开关Hi_GaN周围的温度为35.3℃，低压侧开关Lo_GaN周围的温度为31.5℃，功率转换效率为87.14％。
如图16的(a)(b)所示，可知在低压侧开关Lo_GaN发生了误导通的情况下，由于电流从中间电位Vsw侧向接地电位侧流动，因此功率转换效率降低，由于电力损失而发热，温度上升。在功率设备中，功率转换效率是非常重要的指标，高速驱动时的误导通引起的功率转换效率降低和温度上升在开关使用GaN系半导体材料的FET的电源电路中是显著的问题。
图17是表示持续驱动以往的电源电路的状态的曲线图，图17的(a)是表示多次执行开关周期的长时间的电位变化的曲线图，图17的(b)是表示发生了误导通的状态的放大图，图17的(c)是表示没有发生误导通的正常状态的放大图。
如图17的(a)至(c)所示，可知即使是使用GaN系半导体材料的FET的电源电路中，图中以虚线包围的区域表示的由耦合引起的误导通不是每次都发生而是随机发生。若误导通的频度变高，则发热量增加，根据情况可能会有大电流流过使元件破坏。
本发明是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供一种电源装置，即使在将GaN系半导体材料作为开关使用的情况下，也能够防止发生误将开关导通的误导通。
解决问题的手段
为了解决上述课题，本发明的电源电路包括由GaN系半导体材料构成的FET即第一开关、和由GaN系半导体材料构成的FET即第二开关，所述第一开关的漏极与输入电位侧连接，所述第一开关的源极与所述第二开关的漏极连接的同时与输出电位侧连接，在该电源电路中，将防止一个开关导通时另一开关随之导通的误导通防止电路与所述第一开关的栅极和/或所述第二开关的栅极连接。
由此，利用与第一开关和/或第二开关的栅极连接的误导通防止电路，抑制一个开关导通时另一开关发生的耦合，即使在将GaN系半导体材料作为开关使用的情况下，也能够防止发生误将开关导通的误导通。
另外，在本发明的一实施方式中，所述误导通防止电路是与所述第二开关的栅极和所述第二开关的源极之间连接的电容。
另外，在本发明的一实施方式中，所述误导通防止电路是连接于所述第二开关的栅极、和所述第二开关的源极之间的第一电阻。
另外，在本发明的一实施方式中，所述第一电阻为5kΩ以下。
另外，在本发明的一实施方式中，所述误导通防止电路是连接于向所述第一开关的栅极输出导通电位的导通端子、和所述第一开关的栅极之间的第二电阻。
另外，在本发明的一实施方式中，所述第二电阻为47Ω以上。
另外，在本发明的一实施方式中，是与向所述第一开关的栅极输出截止电位的截止端子与所述第一开关的栅极之间连接的第三电阻。
另外，在本发明的一实施方式中，所述第三电阻为47Ω以上。
发明效果
根据本发明，能够提供一种即使在将GaN系半导体材料作为开关使用的情况下，也能够防止发生误将开关导通的误导通的电源装置。
附图说明
图1是表示本发明一实施方式的电源电路构成的电路图。
图2是表示第一实施方式中的开关UH1导通时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo和中间电位Vsw的变化的曲线图，图2的(a)表示电阻RgH1的电阻值为15Ω的情况，图2的(b)表示电阻RgH1的电阻值为76Ω的情况。
图3是表示电阻RgH1、中间电位Vsw与误导通发生电位的关系的曲线图，图3的(a)表示电阻RgH1的电阻值与中间电位Vsw的演变时间的关系，图3的(b)表示中间电位Vsw的演变时间与误导通发生电位的关系。
图4是表示第二实施方式中，电阻RL1的电阻值为3.3kΩ，开关UH1导通时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图4的(a)表示输入电位Vin为84V、输出电位Vout为12V的情况，图4的(b)表示输入电位Vin为116V、输出电位Vout为16V的情况。
图5是表示在第二实施方式中，电阻RL1的电阻值为1.0kΩ、开关UH1导通时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图5的(a)表示输入电位Vin为100V、输出电位Vout为14V的情况，图5的(b)表示输入电位Vin为150V、输出电位Vout为20V的情况。
图6是表示在第三实施方式中，开关UH1断开时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图6的(a)表示没有使用电容CL1的情况，图6的(b)表示使用了电容CL1的情况。
图7是表示在第四实施方式中，开关UH1断开时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图7的(a)表示电阻RgH2为2.2Ω的情况，图7的(b)表示电阻RgH2为15Ω的情况，图7的(c)表示电阻RgH2为48Ω的情况。
图8是表示在设定了电阻RgH2的值时，以低压侧开关UL1的栅极电容归一化了的电容CL1的电容值与发生误导通的输入电位的关系的曲线图。
图9是表示误导通防止电路的一例中的输出功率与功率转换效率的关系的曲线图。
图10是表示图9中示出的误导通防止电路的一例中的、开关UH1及UL1的表面温度的测量结果的曲线图。
图11是表示本发明的电源电路的变形例的构成的电路图。
图12示出将由GaN系半导体材料构成的FET用于高压侧开关及低压侧开关的以往的电源电路。
图13是表示图12所示的以往的电源电路正常动作时的曲线图，图13的(a)是表示低压侧开关LoGaN的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的电位变化的曲线图，图13的(b)是表示输入电流Iin与感应电流I_ind的电流变化的曲线图。
图14是将图13的(a)局部放大示出的曲线图，图14的(a)是将栅极电位Vg_Hi从断开变为导通的时间放大示出的曲线图，图14的(b)是将栅极电位Vg_Hi从导通变为断开的时间放大示出的曲线图。
图15是表示以往的电源电路中的高压侧开关HiGaN导通时，低压侧开关LoGaN的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图15的(a)表示耦合大的情况，图15的(b)表示耦合小的情况。
图16是表示图12所示的电源电路的温度分布的代替附图照片，图16的(a)表示低压侧开关Lo_GaN发生了误导通的情况，图16的(b)表示低压侧开关Lo_GaN没有发生误导通的情况。
图17是表示持续驱动以往的电源电路的状态的曲线图，图17的(a)是多次执行开关周期的长时间电位变化的曲线图，图17的(b)是表示发生了误导通的状态的放大图，图17的(c)是表示没有发生误导通的正常状态的放大图。
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施方式进行说明。图1是表示本发明一实施方式的电源电路的构成的电路图。如图1所示，本实施方式的电源电路包括开关UH1、UL1、电感L1、电容C1、C2、CH1、CL1、CgH1、CgL1、电阻RH1、RL1、RgH1、RgH2、RgL1、RgL2、栅极驱动GDH、GDL和端子IN、OUT、SW、GND。
开关UH1、UL1均为由GaN系半导体材料构成的FET。开关UH1为高压侧开关，与本发明的第一开关相当。开关UL1为低压侧开关，与本发明的第二开关相当。
另外，开关UH1的漏极与输入电位侧的端子IN连接，源极与中间电位的端子SW及开关UL1的漏极连接。在端子IN与开关UH1之间，电容C1连接在与接地电位之间。另外，在作为输出电位的端子OUT与端子SW之间连接有电感L1。开关UL1的源极与作为接地电位的端子GND连接。
栅极驱动GDH为向高压侧的GaNFET即开关UH1的栅极输出电位的高压侧栅极驱动。栅极驱动GDL为向低压侧的GaNFET即开关UL1的栅极输出电位的低压侧栅极驱动。栅极驱动GDH、GDL分别具有供给源时电位的VO+端子和供给汇时电位的VO-端子。
另外，栅极驱动GDH的VO+端子在与开关UH1的栅极之间作为高压侧栅极电阻连接有电阻RgH1，栅极驱动GDL的VO+端子在与开关UL1的栅极之间作为低压侧栅极电阻连接有电阻RgL1。此外，在栅极驱动GDH的VO-端子与开关UH1的栅极之间作为高压侧栅极电阻连接有电阻RgH2，在栅极驱动GDL的VO-端子与开关UL1的栅极之间作为低压侧栅极电阻连接有电阻RgL2。另外，与电阻RgH2并联有高压侧栅极电容CgH1，与电阻RgL2并联有低压侧栅极电容CgL1。
在开关UH1的栅极与源极之间，连接有高压侧栅极/源极电阻RH1和高压侧栅极/源极电容CH1，在开关UL1的栅极与源极之间，连接有低压侧栅极/源极电阻RL1和低压侧栅极/源极电容CL1。
如上所述，本发明的电源电路在与第一开关相当的开关UH1的栅极和与第二开关相当的开关UL1的栅极，连接有包含电阻RgH1、RgH2、RgL1、RgL2、RH1、RL1、电容CgH1、CgL1、CH1、CL1中的某一个而构成的误导通防止电路。通过将误导通防止电路与开关UH1、UL1的栅极连接，能够防止一个开关导通时另一开关随之导通。
＜第一实施方式＞
接下来，作为本发明的第一实施方式，对于误导通防止电路为与高压侧开关即开关UH1的栅极和栅极驱动GDH的VO+端子之间连接的电阻RgH1的情况进行说明。图2是表示第一实施方式中的开关UH1导通时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图2的(a)表示电阻RgH1的电阻值为15Ω的情况，图2的(b)表示电阻RgH1的电阻值为76Ω的情况。图2的(a)(b)均表示向输入侧的端子IN供给的电位为100V，从输出侧的端子OUT输出的电位为50V的情况。
如图2的(a)所示，在电阻RgH1的电阻值较小为15Ω的情况下，高压侧开关即开关UH1的通断速度很快，中间电位Vsw的演变时间为4.6ns。此时，低压侧开关即开关UL1的栅极电位Vg_Lo发生较大的耦合，发生误将开关UL1导通的误导通。另一方面，如图2的(b)所示，在电阻RgH1的电阻值较大为76Ω的情况下，开关UH1的通断速度变慢，中间电位Vsw的演变时间为22.4ns。此时，在开关UL1的栅极电位Vg_Lo发生的耦合较小，不会发生误导通。
在图2的(a)(b)的任一情况下，功率转换效率均为97.35％，未确认到由于电阻RgH1不同引起的效率降低，通断损失没有增加。另外，在图2的(a)所示的电阻RgH1为15Ω的情况下，在中间电位Vsw上升时发生了溢出，但在图2的(b)所示的电阻RgH1为76Ω的情况下，能够在中间电位Vsw上升时抑制溢出。
图3是表示电阻RgH1、中间电位Vsw与误导通发生电位的关系的曲线图，图3的(a)表示电阻RgH1的电阻值与中间电位Vsw的演变时间的关系，图3的(b)表示中间电位Vsw的演变时间与误导通发生电位的关系。在这里，所谓误导通发生电位，是在低压侧开关UL1发生误导通时向输入侧的端子IN供给的电位Vin的值。
在图3的(a)中，横轴表示电阻RgH1的电阻值，纵轴表示中间电位Vsw的演变时间，黑点表示各测量值，虚线表示拟合线。如图3的(a)所示，电阻RgH1与演变时间是一次函数的关系，与电阻RgH1的增加相伴，中间电位Vsw的演变时间也单调增加。
在图3的(b)中，横轴表示中间电位Vsw的演变时间，纵轴表示开关UL1发生误导通的电位，黑点表示各测量值，虚线表示拟合线。如图3的(b)所示，与演变时间的增加相伴，误导通发生电位急剧上升。
如图3的(b)所示，误导通发生电位与演变时间的增加一起以二次函数增加，在演变时间为12ns以上时，误导通发生电位为200V左右以上。另外，如图3的(a)所示，演变时间为12ns与电阻RgH1为47Ω的情况相当。因此，通过使电阻RgH1的电阻值为47Ω以上，能够使误导通发生电位飞跃性增大，提高能够向输入侧的端子IN供给的电压。
如上所述，在本实施方式中，作为误导通防止电路，通过在开关UH1的栅极与栅极驱动GDH的VO+端子之间作为高压侧栅极电阻连接电阻RgH1，能够防止开关UH1导通时开关UL1随之导通。另外，通过将电阻RgH1的电阻值设为47Ω以上，能够提高误导通发生电位，提高能够向输入侧的端子IN供给的电压。
＜第二实施方式＞
接下来，作为本发明的第二实施方式，对误导通防止电路为与低压侧开关即开关UL1的栅极和源极之间连接的电阻RL1的情况进行说明。图4是表示第二实施方式中电阻RL1的电阻值为3.3kΩ、开关UH1导通时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图4的(a)表示输入电位Vin为84V、输出电位Vout为12V的情况，图4的(b)表示输入电位Vin为116V、输出电位Vout为16V的情况。另外，功率转换效率在Vin/Vout为84V/12V时为85.96％，在116V/16V时为86.89％。
如图4的(a)(b)所示，在电阻RL1的电阻值为3.3kΩ的情况下，高压侧开关即UH1导通时在栅极电位Vg_Lo发生了耦合，出现误导通的征兆。但是，由于开关UL1的栅极与端子GND之间以电阻RL1连接，因此能够相对于接地电位使栅极电位固定，抑制误导通的发生。
图5是表示第二实施方式中电阻RL1的电阻值为1.0kΩ、开关UH1导通时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图5的(a)表示输入电位Vin为100V、输出电位Vout为14V的情况，图5的(b)表示输入电位Vin为150V、输出电位Vout为20V的情况。另外，功率转换效率在Vin/Vout为100V/14V时为86.14％，在150V/20V时为87.15％。
如图5的(a)(b)所示，在电阻RL1的电阻值为1.0kΩ的情况下，在高压侧开关即UH1导通时也不会在栅极电位Vg_Lo发生耦合，不会发生误导通。
如图4、图5所示，若在开关UL1的栅极与源极之间连接电阻RL1，则能够相对于接地电位使栅极电位固定，抑制误导通的发生。另外，若使电阻RL1的电阻值很小，则在开关UL1的栅极与端子GND之间，电位的瞬时变化很小，能够防止栅极电位Vg_Lo发生耦合。电阻RL1的值优选为5kΩ以下，更加优选为3.5kΩ以下，进一步优选为1.0kΩ以下。
如上所述，在本实施方式中，作为误导通防止电路，通过在开关UL1的栅极与源极之间作为低压侧栅极/源极间电阻连接电阻RL1，从而能够防止在开关UH1导通时开关UL1随之导通。另外，通过将电阻RL1的电阻值设为5kΩ以下，能够进一步防止误导通的发生。
＜第三实施方式＞
接下来，作为本发明的第三实施方式，对误导通防止电路为在低压侧开关即开关UL1的栅极与源极之间连接的电容CL1的情况进行说明。图6是表示第三实施方式中开关UH1断开时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图6的(a)表示没有使用电容CL1的情况，图6的(b)表示使用了电容CL1的场合。在图6的(b)中，作为电容CL1的电容使用470pF的电容。
在图6的(a)中，示出输入电位Vin为335V、输出电位Vout为168V的情况，图6的(b)示出输入电位Vin为400V、输出电位Vout为200V的情况。另外，若不使用电容CL1，在Vin/Vout为335V/168V时，功率转换效率为98.22％，使用电容CL1则在400V/200V时为98.24％。
在没有使用电容CL1的情况下，如图6的(a)所示，即使输入电位Vin为335V，也会在开关UH1断开时在栅极电位Vg_Lo发生很大耦合，发生开关UL1的误导通。与此相对，在使用电容CL1的情况下，即使输入电位Vin为400V，在栅极电位Vg_Lo发生的耦合也很小，不发生开关UL1的误导通。其原因在于，通过在开关UL1的栅极与源极之间连接电容CL1，从而使在栅极电位Vg_Lo产生的几ns至几十ns的噪声迂回进入接地电位。
如上所述，在本实施方式中，通过作为误导通防止电路在开关UL1的栅极与源极之间作为低压侧栅极/源极间电容连接电容CL1，从而能够防止在开关UH1断开时开关UL1随之导通。
＜第四实施方式＞
作为接下来，作为本发明的第四实施方式，对误导通防止电路为在高压侧开关即开关UH1的栅极与栅极驱动GDH的VO-端子之间连接的电阻RgH2的情况进行说明。图7是表示第四实施方式中，开关UH1断开时的开关UL1的栅极电位Vg_Lo与中间电位Vsw的变化的曲线图，图7的(a)表示电阻RgH2为2.2Ω的情况，图7的(b)表示电阻RgH2为15Ω的情况，图7的(c)表示电阻RgH2为48Ω的情况。
在图7的(a)所示的电阻RgH2为2.2Ω的情况下，在输入电位Vin为292V且输出电位Vout为146V时，在栅极电位Vg_Lo发生很大耦合而发生了误导通。此时，功率转换效率为98.15％。在图7的(b)所示的电阻RgH2为15Ω的情况下，在输入电位Vin为306V而输出电位Vout为153V时，在栅极电位Vg_Lo发生很大耦合而发生了误导通。此时，功率转换效率为98.17％。在图7的(c)所示的电阻RgH2为48Ω的情况下，在输入电位Vin为335V且输出电位Vout为168V时，在栅极电位Vg_Lo发生很大耦合而发生了误导通。此时，功率转换效率为98.22％。
如图7的(a)至(c)所示，通过使电阻RgH2的电阻值很大，能够提高发生误导通的输入电位Vin的值。其原因在于，通过减小高压侧开关即开关UH1的断开时通断速度，低压侧开关即开关UL1的栅极电位Vg_Lo不易叠加噪声。此时，即使输入电位Vin为300V左右，由于没有发生误导通的电阻RgH2的电阻值为47Ω左右，因此优选电阻RgH2为47Ω以上。
如上所述，在本实施方式中，作为误导通防止电路在开关UL1的栅极与源极之间作为低压侧栅极/源极间电阻连接电阻RgH2，从而能够防止在开关UH1断开时开关UL1随之导通。另外，通过使电阻RgH2的电阻值为47Ω以上，能够进一步防止误导通的发生。
＜第五实施方式＞
接下来，作为本发明的第五实施方式，对于误导通防止电路使用在低压侧开关即开关UL1的栅极与源极之间连接的电容CL1、在高压侧开关即开关UH1的栅极与栅极驱动GDH的VO-端子之间连接的电阻RgH2双方的情况进行说明。图8是表示在设定了电阻RgH2的值时，由低压侧开关UL1的栅极电容归一化了的电容CL1的电容值与发生误导通的输入电位的关系的曲线图。图中▲标记表示2.2Ω，图中●标记表示48Ω，图中■标记表示100Ω。在图中同时以虚线示出各自的关系的拟合线。
根据图8可知，在各电阻RgH2处，通过使电容CL1的归一化了的值比拟合线大，从而能够防止误导通的发生。另外，从图8可知，能够防止误导通发生的电容CL1的归一化了的值根据电阻RgH2而不同。
如上所述，用于防止误导通发生的电容CL1例如使用电阻RgH2等根据其他电路常数而不同的值。另一方面，若使电阻RgH2的值较小则通断速度上升，通断效率提高。由此，对于电阻RgH2的值和电容CL1的归一化了的值，求出图8的关系并在与拟合线相比为右侧的区域设定为适当的值即可。
对本发明及实施方式总结如下。在将GaN系半导体材料作为开关使用的情况下，提供能够防止误导通发生的电源装置，因此本发明的电源电路连接有防止一个开关导通时另一开关随之导通的误导通防止电路。
作为误导通防止电路的一例，制作了在将与开关UH1的栅极和栅极驱动GDH的VO+端子之间连接的电阻RgH1设为76Ω、将与开关UL1的栅极和源极之间连接的电阻RL1设为1.0kΩ、将开关UL1的栅极与源极之间连接的电容CL1设为470pF、及将开关UH1的栅极与栅极驱动GDH的VO-端子之间连接的电阻RgH2设为47Ω时，即使输入电位Vin为400V也不会发生误导通的电源电路。
图9是表示误导通防止电路的上述一例中的输出功率与功率转换效率的关系的曲线图。在作为输入电位Vin为400V、输出电位Vout为200V、输出功率Pout为800W的降压转换器动作的情况下，功率转换效率为98.24％。
图10是表示图9所示的误导通防止电路的一例中的、开关UH1及UL1的表面温度测量结果的曲线图。表面温度的测量在自然空冷且无冷却翅片的状态下进行。如图10所示，在作为输入电位Vin为400V、输出电位Vout为200V、输出功率Pout为800W的降压转换器使之动作的情况下，能够将最高到达温度设为75℃以下。因此，通过使用本发明的误导通防止电路，能够作为降压转换器使之稳定动作。
并且，本次公开的实施方式在各方面均为例示，并非作为限定性解释的依据。图11是表示本发明的电源电路的变形例的构成的电路图。如图11所示，本发明例如也可以在开关UH1及开关UL1的栅极-源极间设置用于防止在栅极电位施加过电压的二极管DH1、DH2、DL1、DL2。因此，本发明的技术范围并非仅由上述实施方式解释，而是基于权利要求的记载确定。另外，包含与权利要求等同的含义及范围内的全部变更。
附图标记说明
C1、C2、CH1、CL1、CgH1、CgL1…电容
UH1、UL1…开关
RH1、RL1、RgH1、RgL1、RgH2、RgL2…电阻
L1…电感
GDH、GDL…栅极驱动
DH1，DH2，DL1，DL2…二极管

Claims (8)

1.一种电源电路，其包括由GaN系半导体材料构成的FET即第一开关、和由GaN系半导体材料构成的FET即第二开关，所述第一开关的漏极与输入电位侧连接，所述第一开关的源极与所述第二开关的漏极连接的同时与输出电位侧连接，
该电源电路的特征在于，
所述第一开关的栅极和/或所述第二开关的栅极中，连接了防止一个开关导通时另一开关随之导通的误导通防止电路。
2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，
所述误导通防止电路是与所述第二开关的栅极和所述第二开关的源极之间连接的电容。
3.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，
所述误导通防止电路是与所述第二开关的栅极和所述第二开关的源极之间连接的第一电阻。
4.根据权利要求3所述的电源电路，其特征在于，
所述第一电阻为5kΩ以下。
5.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，
所述误导通防止电路是连接于向所述第一开关的栅极输出导通电位的导通端子、和所述第一开关的栅极之间的第二电阻。
6.根据权利要求5所述的电源电路，其特征在于，
所述第二电阻为47Ω以上。
7.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，
所述误导通防止电路是连接于向所述第一开关的栅极输出截止电位的截止端子、和所述第一开关的栅极之间的第三电阻。
8.根据权利要求7所述的电源电路，其特征在于，
所述第三电阻为47Ω以上。
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