CN109951063A - 防止开关电源电流过功率饱和的方法、开关电源和ic - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种防止开关电源电流过功率饱和的方法，包括：检测变压器初级、电感和功率管的电流，判断电流是否超过过载电流；若超过过载电流，则产生一调整信号调整误差信号，使其在下一个或几个脉冲调制周期内，占空比变小。可以有效的防止开关电源的电流过功率饱和，能有效降低成本和提高品质。

Description

防止开关电源电流过功率饱和的方法、开关电源和IC

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，具体地涉及一种防止开关电源电流过功率饱和的方法、开关电源和IC。

背景技术

关于开关电源，有DC-DC（指一路直流电源变换为另一路或一路以上直流电源）或AC-DC（指交流电源变换为一路或一路以上直流电源）变换、隔离式或非隔离式变换电路、升压（Boost型）或降压（Buck型）变换电路、CCM（连续电流模式）或DCM（非连续电流模式）、等分类或定义。其中隔离式变换电路有单端式（反激式、正激式）、双端式（推挽式、半桥式和全桥式）结构。变换技术有硬开关变换、软开关（或谐振开关、或零开关）变换。控制技术有PFM（脉冲频率调节）方式和PWM（脉冲宽度调节）方式、电压型和电流型等等。

不管上述公知技术如何分类和定义，如何使用各种变换电路和控制技术，各种开关电源电路均可简化为：变换电路，包括功率管、变压器或电感、一路或一路以上整流滤波输出电路；其中，功率管，单端式有一只功率管，双端式有多只功率管，采用软开关变换还有一只或一只以上辅助功率管；电感，用于简单的非隔离DC-DC变换，变换电路的确定意味着该开关电源采用电感或单端式或双端式、硬开关或软开关等；（电压或电流等）反馈电路，包括采样电路、误差放大器，有时还有反馈隔离电路，采样电路采样输出电路的电压或电流等信号送误差放大器比较和放大，误差放大器输出误差信号；控制电路，包括脉冲调制电路和驱动电路，脉冲调制电路有PFM方式（有PFM电路和脉冲宽度整形电路，不常用）、PWM方式（有PWM电路和振荡器，常用）和其它方式、并根据误差信号生成基本脉冲，采用双端式还有分频互补双脉冲生成电路，采用软开关变换还有软开关多脉冲生成电路，基本脉冲或双脉冲或多脉冲送驱动电路驱动功率管，一般地，误差信号越大，脉冲占空比越大，功率管峰值电流越高，变压器越容易饱和；在启动电路、保护电路、电压参考电路、EMC电路、交流整流滤波电路等辅助电路中根据需要选取，其中保护电路有低电压、高电压、上限电流等保护电路，启动电路有电阻启动电路、和可关断恒流源启动电路。在开关电源启动或过载时，变压器或电感易饱和、功率管易过电流，现有的做法是开关电源IC（如UCx842、TOP210等）采用上限电流保护电路，即在达上限电流时立即关断功率管，要求控制电路有快速反应能力、和功率管有快速关断能力，否则依然会存在损坏变压器或功率管等安全隐患。

发明内容

为了解决上述存在的技术问题，本发明的目的是提出一种新的防止开关电源电流过功率饱和的方法、开关电源和IC，可以有效的防止开关电源的电流过功率饱和，能有效降低成本和提高品质。

本发明的技术方案是：

一种防止开关电源电流过功率饱和的方法，包括以下步骤：

S01：检测变压器初级、电感和功率管的电流，判断电流是否超过过载电流；

S02：若超过过载电流，则产生一调整信号调整误差信号，使其在下一个或几个脉冲调制周期内，占空比变小。

优选的技术方案中，所述步骤S02中所述调整信号的调整量为一定值，在连续调整过程中，所述调整信号的调整量由大到零。

优选的技术方案中，在连续调整过程中，若又检测到超过过载电流时，则调整过程重新开始，调整量由大到零。

本发明还公开了一种防过载防饱和的开关电源，包括，变换电路、反馈补偿电路、控制电路和辅助电路，所述辅助电路的保护电路包括，依次相连的变压器初级、电感和功率管的电流采样电路，变压器初级、电感和功率管的过载电流检测电路，当超过过载电流，产生一调整信号调整误差信号，使其在下一个或几个脉冲调制周期内占空比变小的调整电路。

优选的技术方案中，所述调整电路采用下降沿触发带高电平预置的D触发器，该D触发器的时钟信号为所述控制电路的脉冲调制电路根据来自反馈电路的误差信号生成的基本脉冲，该D触发器的数据口输入低电平，该D触发器的预置输入口输入为所述过载电流检测电路的输出信号，该D触发器高电平时开路输出调整信号。

优选的技术方案中，所述调整信号的调整量为一定值，在连续调整过程中，所述调整信号的调整量由大到零。

优选的技术方案中，在连续调整过程中，若又检测到超过过载电流时，则调整过程重新开始，调整量由大到零。

优选的技术方案中，所述变换电路采用单端式变换电路，所述功率管采用三极管，控制电路的驱动电路至少有两路输出信号，其中一路与该三极管的基极相连，另一路与该三极管的发射极相连；该三极管的基极通过一个高阻值的电阻与高压电源相连，所述变换电路通过变换将高阻值的电阻和三极管作为所述辅助电路的上电启动电路的一部分。

本发明还公开了一种防过载防饱和的开关电源IC，防过载防饱和的开关电源的控制电路和保护电路集成在IC上。

与现有技术相比，本发明的优点是：

本发明可以有效的防止开关电源的电流过功率饱和，提高了开关电源的安全性和可靠性。能有效降低成本和提高品质。

附图说明

下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述：

图1为本发明防止开关电源电流过功率饱和的方法的流程图；

图2为本发明一种防过载防饱和、带启动电路的非限定PWM开关电源原理示意图；

图3为本发明另一种防过载防饱和、带启动电路的非限定PWM开关电源原理示意图；

图4为本发明优选实施例的防过载防饱和非限定PWM主电源原理示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。

如图1所示，本发明提出一种防止开关电源电流过载和饱和的方法，包括以下步骤：

1）检测变压器初级或电感或功率管电流是否超过上限电流；

2）若超过上限电流，则产生一调整信号调整误差信号，使得在下一个或几个脉冲调制周期内，占空比变小，从而使得变压器初级、电感或功率管峰值电流变小。误差信号为误差放大器的输出信号或脉冲调制电路的输入信号；调整信号可以直接调整误差信号也可以间接调整误差信号，采用调整误差放大器的输入信号或调整采样电路的输出信号等间接调整方法，达到调整误差信号的目的。

上述的步骤2）具体方法可为；当检测到超上限电流时，将误差信号调整一次，调整量为一固定值。

上述的步骤2）具体方法还可为；当检测到超上限电流时，在当前及后面多个脉冲调制周期内将误差信号连续调整，调整量由大到零；在该连续调整的过程中，若又检测到超上限电流时，则调整过程重新开始，调整量重新由大到零。

步骤2）具体方法，最好为调整误差信号，误差放大器输出最好为开路上拉输出并有一只负载电容，强制调整为泄放电容电荷。

本发明提出采用上述方法的一种开关电源，为防过载防饱和开关电源，包括：变换电路（包括功率管、变压器或电感、一路或一路以上整流滤波输出电路，有时还有软开关电路等，为公知的各类变换电路）、反馈电路（包括采样电路、误差放大器、有时还有反馈隔离电路）、控制电路（包括脉冲调制电路和驱动电路，脉冲调制电路有PFM方式和PWM方式或其它方式，采用PFM方式有脉冲频率调节电路和脉冲宽度整形电路，采用PWM方式有脉冲宽度调节电路和振荡器，采用双端式还有分频互补双脉冲生成电路，采用软开关技术还有软开关多脉冲生成电路）和辅助电路（在启动电路、保护电路、电压参考电路、EMC电路、交流整流滤波电路等辅助电路中根据开关电源的需要选取）；所述辅助电路的保护电路至少包括依次相连的变压器初级或电感或功率管的电流采样电路、变压器初级或电感或功率管的上限电流检测电路、和根据该检测电路的输出信号执行调整或间接调整误差信号的调整电路。

调整电路可采用下降沿触发带高电平预置的D触发器，该D触发器的时钟信号为所述控制电路的脉冲调制电路根据来自反馈电路的误差信号生成的基本脉冲（基本脉冲为高电平时有所说的变换电路的唯一功率管或某只功率管开），该D触发器的数据口输入低电平，该D触发器的预置输入口输入为所述检测电路的输出信号（检测电路检测到超上限电流时输出高电平），D触发器高电平时开路输出执行调整或间接调整误差信号；因此，当检测到超上限电流时，该调整电路将误差信号调整一次，调整量为一固定值。

本发明所述开关电源，其变换电路采用单端式变换电路，所述功率管采用三极管，所述驱动电路至少有两路输出信号，其中一路与该三极管的基极相连，另一路与该三极管的发射极相连；该三极管的基极通过一个高阻值的电阻与高压电源相连。所述变换电路在相应的电路配合下，高阻值的电阻和三极管可以作为所说的辅助电路的上电启动电路的一部分，同时提高了三极管的耐压，在后面的叙述中将结合附图有进一步的描述。

开关电源采用一片开关电源IC，IC至少集成了部分控制电路和部分保护电路。

实施例1：

图2-4中的附图标注的电压值和电阻值为非限定值，可根据设计目标和需求而设定为其它值；MOS管或三极管一般可改变驱动与三极管或MOS管互换。

图2和图3，可作为独立使用的开关电源，如充电器、绿色开关电源IC待机电源单元、或通用开关电源，Q1为优选经济型功率三极管（如13003、BUX87等）；Qd为优选内置功率管、或外置功率管；虚线框内为IC部分，但Rb和Qa根据半导体工艺可集成于IC内或外置，Rb还可按一般较小输出功率的要求优化阻值集成于IC内，如需大于内置输出功率时可外置并联电阻来满足要求。图4可作为绿色开关电源IC的主电源，虚线框内为IC电路部分，大功率管Q2可外置或集成于IC内。Ia,Ib为电流源。

施密特比较器S0，IC电源电压监视电路（或启动电路的一部分），如S0低电平则为启动状态，如S0高电平则为正常状态。图2，启动状态，Qa关断、PCL.QC高阻（或输出受控），高压高阻值R1提供基极微电流使功率管Q1以较小集电极电流导通，经二极管Da给IC电源电容C0充电，构成启动电路，为了Q1的启动安全，可检测充电电流、控制PCL.QC输出、改变Q1基极电流，使Q1电流为安全值（如3mA等）；正常状态，PCL.QC、Qa为正常输出，R1失去作用；因此，考虑Q1的放大作用，与以电阻限流启动电路相比，正常状态时该启动电路保持的损耗至少小一个数量级。图3，启动状态，高压电流源开启为电容C0充电，构成PWMs启动电路；正常状态，PWMs恢复正常状态，高压电流源关闭。图4，由于主电源可与待机电源共享IC电源电压监视电路，因此可使S0对PWM2也有作用（图中未画出），启动状态，PWM2关闭。

图2中，正常状态时，PCL.QC和PCL.Q输出相同，如输出高电平，Q1和Qa导通，Rb检测Q1瞬时电流；如输出由高电平转为低电平，Qa截止，但由于存储效应的原因，Q1不会立即截止，二极管Da续流、或设计延时电路使Qa延时到Q1截止后关闭、或Qa使Q1发射极箝位约1.5V（此值既能提高Q1的耐压，又使IC有较低的功耗），Q1基极电压0V因而反偏，因此提高了Q1的集电极耐压。

图3中，正常状态时，PCLs.Q如输出高电平，Qd导通，Rb检测Qd瞬时电流；如输出低电平，Qd截止。图4，正常状态时，PCL2.Q如输出高电平，Q2导通，R2检测Q2瞬时电流；如输出低电平，Q2截止。

PWM比较器S2（或PWM电路，图示采用电流模式，也可采用电压模式），原理是，振荡器Q的上升沿功率管开始导通，变压器初级电流增加，Rb或R2的压降也增加，当该压降等于或大于误差信号（反映在C1或C2上的电压UC1或UC2）时，S2输出低电平，功率管关闭；但振荡器决定最大占空比，原理是，S2仍输出高电平，振荡器Q变为低电平，则功率管关闭；施密特比较器S1（或作为主电源禁止电路），原理是，误差信号低于设定值（阈值）则功率管PWM周期强制关闭，如高于设定值则功率管PWM周期开启，因此提高了开关电源轻载时的转换效率。

上限电流比较器S3（或上限电流检测电路），如果变压器初级或功率管达上限电流，S3在启动防过载防饱和控制逻辑S5（调整电路）同时关闭功率管（可选，理由是关闭功率管由S2负责）。S5有许多解决方案，本发明认为最简易方案是，S5被启动一次，S4则导通一个振荡器周期；但须满足以下条件，S4在一个PWM（或振荡器）周期内平均电流（称为I4）大于电流源Ia（图2和图3）或主电压反馈电流减电流源Ib（图4，差值为Ic）；I4和Ia或Ic在一个PWM周期内对UC1或UC2共同贡献可选在2.8V*（-10%）以内，而此时的最大输出电流应在95%以上，如Ia对UC1贡献为2.8V*3.3%，则I4可选为Ia的3-4倍比较好；因此，误差信号降低（即强制调整误差信号），下一个或几个PWM周期，占空比变小，变压器初级或功率管的峰值电流将减小；对于快速功率管、容量充足的变压器和响应较快的控制电路，过载时，误差信号在最大值附近；对于较慢功率管、或容量不足的变压器（变压器一旦饱和，其初级电流迅速上升，到达或超过上限电流）或响应较慢的控制电路，在过载时，误差信号将小于理论计算最大值，控制电路将超前关断功率管；虽然仍有功率管超上限电流或变压器饱和，但时间极短，可以保证功率管和变压器的安全，提高了可靠性。

S5的另一方案是，S5被启动一次，I4=Ia（或Ic）*1.2；后继PWM周期S5如未被启动，I4=Ia（或Ic）*0.8，然后停止S5；上述倍数1.2和0.8可以是其它大于1和小于1的值，但应考虑开关电源的瞬态响应；此方案可进一步提高对功率管和变压器保护，增大最大输出电流。S5还可采用数字处理逻辑方案，自适应收敛过载时的I4。为了便于在使用过程中的监视，S5最好输出过载监视信号（原理是S5被启动一次产生一次输出，可直接由LED指示，图中未画出）。

实施例2

图2、图3及图4采用单端式连续电流模式，则应为PCL、PCLs、PCL2和S5设计延时电路，防止开启尖峰使功率管误关断或S5误启动。

上述防过载防饱和开关电源PWM控制技术也适用于推挽式、半桥式和全桥式等结构，如添加防过载防饱和保护电路检测到功率管或变压器初级超上限电流，则强制调整误差信号（如为TL494添加S3、S5，S5强制调整3脚或4脚电平），使得在下一个或几个PWM周期内，占空比变小，功率管或变压器初级的峰值电流将减小，因此保护了功率管和变压器，提高了开关电源的安全性和可靠性。

上述对图1的论述可部分改述如下：一种采用单只经济型开关功率三极管、适用于单端式的PWM控制电路（或IC），有两路输入输出分别接功率管的基极和发射极，功率管的基极有高压高阻值电阻接高压源或功率管的集电极（通过变压器初级接高压源）。启动状态时，接基极的一路高阻态（或输出受控），高压高阻值电阻提供功率管基极微电流，功率管发射极小电流通过二极管给IC电源滤波电容充电（或限流充电），完成启动。正常状态时，PWM正周期，一路使功率管基极正偏，一路下拉功率管发射极，功率管导通；PWM负周期，一路下拉功率管基极，由于存储效应的原因，功率管不会立即截止，可由二极管为功率管发射极续流、或下拉发射极延时到功率管截止时关闭、或功率管发射极箝位，但在功率管截止后，其基极反偏，因此提高了功率管的集电极耐压。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims (9)

1.一种防止开关电源电流过功率饱和的方法，其特征在于，包括以下步骤：

S01：检测变压器初级、电感和功率管的电流，判断电流是否超过过载电流；

S02：若超过过载电流，则产生一调整信号调整误差信号，使其在下一个或几个脉冲调制周期内，占空比变小。

2.根据权利要求1所述的防止开关电源电流过功率饱和的方法，其特征在于，所述步骤S02中所述调整信号的调整量为一定值，在连续调整过程中，所述调整信号的调整量由大到零。

3.根据权利要求2所述的防止开关电源电流过功率饱和的方法，其特征在于，在连续调整过程中，若又检测到超过过载电流时，则调整过程重新开始，调整量由大到零。

4.一种防过载防饱和的开关电源，包括，变换电路、反馈补偿电路、控制电路和辅助电路，其特征在于，所述辅助电路的保护电路包括，依次相连的变压器初级、电感和功率管的电流采样电路，变压器初级、电感和功率管的过载电流检测电路，当超过过载电流，产生一调整信号调整误差信号，使其在下一个或几个脉冲调制周期内占空比变小的调整电路。

5.根据权利要求4所述的防过载防饱和的开关电源，其特征在于，所述调整电路采用下降沿触发带高电平预置的D触发器，该D触发器的时钟信号为所述控制电路的脉冲调制电路根据来自反馈电路的误差信号生成的基本脉冲，该D触发器的数据口输入低电平，该D触发器的预置输入口输入为所述过载电流检测电路的输出信号，该D触发器高电平时开路输出调整信号。

6.根据权利要求4所述的防过载防饱和的开关电源，其特征在于，所述调整信号的调整量为一定值，在连续调整过程中，所述调整信号的调整量由大到零。

7.根据权利要求6所述的防过载防饱和的开关电源，其特征在于，在连续调整过程中，若又检测到超过过载电流时，则调整过程重新开始，调整量由大到零。

8.根据权利要求4所述的防过载防饱和的开关电源，其特征在于，所述变换电路采用单端式变换电路，所述功率管采用三极管，控制电路的驱动电路至少有两路输出信号，其中一路与该三极管的基极相连，另一路与该三极管的发射极相连；该三极管的基极通过一个高阻值的电阻与高压电源相连，所述变换电路通过变换将高阻值的电阻和三极管作为所述辅助电路的上电启动电路的一部分。

9.一种防过载防饱和的开关电源IC，其特征在于，所述权利要求4-8任一项的防过载防饱和的开关电源的控制电路和保护电路集成在IC上。