CN109921421B - 双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于谐波电流传递函数的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，建立了考虑电网背景谐波电压和死区作用下双馈风电机组输出的整次和非整次频率的谐波电流的数学解析模型，其中整次频率分量由网侧变流器在电网背景谐波电压作用下产生的谐波电流、网侧变流器死区引起的谐波电流以及双馈电机定子侧在电网背景谐波电压作用下产生的谐波电流三部分组成；而定子侧输出的非整次谐波电流由机侧变流器死区引起的谐波电压导致。仿真和实测验证了本发明所建立的谐波电流模型的准确性，可以为多台双馈风电机组和风电场谐波评估提供方法和依据。

Description

双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法

技术领域

本发明属于双馈风电机组技术领域，具体涉及一种基于谐波电流传递函数的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法。

背景技术

目前，我国风电已呈现出大规模、集中接入电网的态势，发电并网容量日益增多，在全国已建有多个千万千瓦级风电站。风电场的电能质量是监督和考核大规模新能源电站、保障新能源发电安全运行的重要指标，其中风电场并网电流的谐波含有率必须小于国家标准GB/T 14549-1993中的要求。

新能源并网认证是监督和考核大规模系能源电站发电质量、保障新能源发电安全运行的重要手段，新能源电站并网认证以新能源标准为依据，通过现场检测、仿真评估、现场检查等手段，对并网标准要求的新能源电站并网特性进行评价，并出具具有第三方公证性的并网特性评价结果。新能源发电并网认证的流程包括并网前认证、并网后认证以及获证监督，并网前认证的主要工作是通过仿真分析评估电站接入电网影响，是指导电站设计和设备选型的重要手段；并网后认证的主要工作是开展并网设备的标准符合性检查及现场测试，目的是检测和监督电站的并网性能；其中，新能源电站的谐波特性仿真评估及检测评价是新能源发电并网认证的重要内容。

双馈风电机组采用双馈感应电机作为发电机，由于其具有变流器容量小、成本低、变速恒频运行等优势而成为风电场中的主流发电设备，占据70％～80％的风电装机比例。如图1所示，双馈风电机组的拓扑结构主要由双馈电机以及机侧变流器和网侧变流器两部分组成，网侧变流器的控制包含电流闭环控制、电压前馈等控制策略，机侧变流器和双馈电机包含电流闭环控制。准确掌握双馈风电机组输出的谐波电流特性，可为新能源电站并网前的电能质量认证和评估提供重要的依据。

当前，主流建模思路针对双馈风电机组提出了戴维南等效电路或者诺顿等效电路的思路建立其输出谐波电流的数学模型，但并没有针对单台双馈风电机组输出谐波电流进行准确等效建模。主流谐波电流建模方案仅考虑了电网背景谐波电压对双馈电机运行性能的影响，并没有系统具体地研究双馈风电机组呈现的阻抗特性和谐波特性；而且目前的建模工作没有考虑开关死区的影响，不能准确的描述双馈风电机组输出的谐波电流。

双馈风电机组输出的谐波电流由网侧变流器输出谐波电流和双馈电机输出谐波电流叠加组成，其输出谐波电流包括整次频率分量和非整次频率分量，因此双馈风电机组输出谐波电流建模与准确分析的难点主要表现为：

(1)电网背景谐波电压会导致双馈风力发电机定子侧和网侧变流器同时产生对应频率的谐波电流，而网侧变流器自身死区也会产生整数倍频次谐波电流，这三部分电流中同频率分量会相互叠加，只有建立包含幅值和相位特征的谐波电流模型，才能准确分析双馈风机并网点的谐波电流。

(2)机侧变流器的死区时间产生的谐波电流经过转差频率折算会在定子侧形成非整次频率的谐波电流，其幅值相位的特性与因死区时间产生的整次频率谐波相比存在差异。

发明内容

鉴于上述，本发明提供了一种基于谐波电流传递函数的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，是一种考虑电网背景谐波电压和死区时间等因素下可分析谐波电流幅值和相位的建模方法，填补了以往对双馈风电机组输出的谐波电流幅值和相位建模方法的缺失。

一种基于谐波电流传递函数的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，包括如下步骤：

(1)确定双馈风电机组的拓扑结构和控制器结构；

(2)基于网侧变流器的控制框图建立网侧变流器因电网背景谐波电压引起谐波电流的传递函数H₁(s)；

(3)基于网侧变流器的控制框图建立网侧变流器因死区时间引起谐波电流的传递函数H₂(s)；

(4)基于双馈电机和机侧变流器的控制框图建立双馈电机因电网背景谐波电压引起谐波电流的传递函数H₃(s)；

(5)基于双馈电机和机侧变流器的控制框图建立双馈电机因死区时间引起谐波电流的传递函数H₄(s)；

(6)基于所述传递函数H₁(s)～H₄(s)，建立双馈风电机组在多种谐波电流分量叠加后的系统输出谐波电流模型，用以评估双馈风电机组的谐波含有率。

进一步地，所述步骤(2)中建立传递函数H₁(s)的表达式如下：

K₁(s)＝(G_i(x)+jω₀L_g)G_d(s)

K₂(s)＝s²L_gC_g-G_d(s)

其中：C_g为网侧变流器与电网之间所连LC滤波器的滤波电容值，L_g为网侧变流器与电网之间所连LC滤波器的滤波电感值，T_s为开关周期，ω₀为工频角速度且ω₀＝100π，s为拉普拉斯算子，j为虚数单位，K_p和K_i分别为给定的比例系数和积分系数；当n＝6m+1时，x＝s-jω₀；当n＝6m-1时，x＝s+jω₀；n为电流的谐波次数，m为大于0的自然数。

进一步地，所述步骤(3)中建立传递函数H₂(s)的表达式如下：

其中：L_g为网侧变流器与电网之间所连LC滤波器的滤波电感值，T_s为开关周期，ω₀为工频角速度且ω₀＝100π，s为拉普拉斯算子，j为虚数单位，K_p和K_i分别为给定的比例系数和积分系数；当n＝6m+1时，x＝s-jω₀；当n＝6m-1时，x＝s+jω₀；n为电流的谐波次数，m为大于0的自然数。

进一步地，所述步骤(4)中建立传递函数H₃(s)的表达式如下：

其中：Z_Lm、Z_Lσr、Z_Lσs分别为双馈电机的互感、转子漏感、定子漏感对应n次谐波频率下的电抗，R_r和R_s分别为双馈电机的转子电阻和定子电阻，K_e为双馈电机的定转子匝数比，slip为双馈电机的转差率且slip＝(ω_n-ω_r)/ω_n，ω_r为双馈电机的转子角频率，ω_n为双馈电机定子n次谐波电流的角频率且ω_n＝n*ω₀，ω₀为工频角速度且ω₀＝100π，s为拉普拉斯算子，j为虚数单位，T_s为开关周期，k_p和k_i分别为给定的比例系数和积分系数；当n＝6m+1时，x＝s-jω₀；当n＝6m-1时，x＝s+jω₀；n为电流的谐波次数，m为大于0的自然数。

进一步地，所述步骤(5)中建立传递函数H₄(s)的表达式如下：

其中：Z_Lm、Z_Lσr、Z_Lσs分别为双馈电机的互感、转子漏感、定子漏感对应n次谐波频率下的电抗，R_r和R_s分别为双馈电机的转子电阻和定子电阻，K_e为双馈电机的定转子匝数比，slip为双馈电机的转差率且slip＝(ω_n-ω_r)/ω_n，ω_r为双馈电机的转子角频率，ω_n为双馈电机定子n次谐波电流的角频率且ω_n＝n*ω₀，ω₀为工频角速度且ω₀＝100π，s为拉普拉斯算子，j为虚数单位，T_s为开关周期，k_p和k_i分别为给定的比例系数和积分系数；当n＝6m+1时，x＝s-jω₀；当n＝6m-1时，x＝s+jω₀；n为电流的谐波次数，m为大于0的自然数。

进一步地，所述步骤(6)中对于整次频率的谐波电流，其模型的数学表达为：

对于非整次频率的谐波电流，其模型的数学表达为：

其中：

为n次谐波频率下双馈风电机组的输出谐波电流，

为n次谐波频率下双馈风电机组端口处的电网背景谐波电压，

为n次谐波频率下网侧变流器因死区时间引起的谐波电压，

为k次谐波频率下双馈风电机组的输出谐波电流，

为k次谐波频率下机侧变流器因死区时间引起的谐波电压折算到定子侧的谐波电压，n和k均表示电流的谐波次数。

进一步地，所述谐波电压

的表达式如下：

其中：Q_gc和P_gc分别为网侧变流器输出的无功功率和有功功率，T_dt为死区时间长度，f_s为开关频率，V_dc为网侧变流器的直流母线电压，ω₀为工频角速度且ω₀＝100π，t表示时刻，

为电网基频电压的相位(一般设

)。

进一步地，所述谐波电压

的表达式如下：

其中：T_dt为死区时间长度，f_s为开关频率，V_dc为网侧变流器的直流母线电压，K_e为双馈电机的定转子匝数比，slip为双馈电机的转差率且slip＝(ω_k-ω_r)/ω_k，ω_r为双馈电机的转子角频率，ω_k为双馈电机定子k次谐波电流的角频率且ω_k＝k*ω₀，ω₀为工频角速度且ω₀＝100π；当k＝6m+1时，

当k＝6m-1时，

k为电流的谐波次数，m为大于0的自然数；ω_rc为非整次频率的谐波电流基频角速度且ω_rc＝f_rc*2π，f_rc为非整次频率的谐波电流基频且f_rc＝f₀-f_r，f₀为定子电流基频且f₀＝50Hz，f_r为转子频率且f_r＝ω_r/2π，t表示时刻，

为k次谐波频率下机侧变流器因死区时间引起的谐波电压相位基值。

进一步地，所述谐波电压相位基值

的表达式如下：

其中：Q_r和P_r分别为双馈电机输出的无功功率和有功功率，U_s为双馈电机输出基波相电压的有效值，L_σs为双馈电机的定子漏感。

本发明方法填补了以往对双馈风电机组输出的谐波电流的幅值和相位建模方法的缺失。该方法基于单一发电单元输出的谐波电流建模，适用于直驱风力发电机组/光伏逆变器/双馈风电机组等发电单元输出的谐波电流建模，同时本发明所建立的谐波电流模型可描述谐波电流的幅值和相位信息，可对多台发电设备乃至整个新能源发电站的各支路节点的谐波电流建模提供参考和依据。

附图说明

图1为双馈风电机组的拓扑结构示意图。

图2为网侧变流器的控制系统框图。

图3为网侧变流器在电网背景谐波电压作用下的a相等效电路示意图。

图4为网侧变流器在死区时间作用下的a相等效电路示意图。

图5为机侧变流器及双馈电机的控制系统框图。

图6为机侧变流器及双馈电机的a相等效电路示意图。

图7为双馈风电机组a相电路输出整体谐波电流的示意图。

图8为双馈风电机组输出谐波电流的叠加结果对比示意图。

图9为双馈风电机组输出整次频率谐波电流的仿真计算对比示意图。

图10为双馈风电机组输出非整次频率谐波电流的仿真计算对比示意图。

图11为利用双馈风电机组谐波电流模型评估谐波含有率的流程示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，双馈风力发电机组主要由两部分组成，即网侧变流器及LC滤波器(图1中的1部分)、双馈绕线式异步发电机和机侧变流器(图1中的2部分)。由于双馈风力发电机组直流母线电容C_s较大，在网侧变流器的电压外环控制下直流母线电压可视为恒定，故1、2部分被直流母线电容隔离而解耦，因此定子输出谐波电流和网侧变流器输出谐波电流可单独分析。

本发明基于谐波电流传递函数的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，包括如下步骤：

(1)建立网侧变流器因电网背景谐波电压引起的谐波电流模型。

如图2所示，

表示在三相静止坐标系下网侧变流器输出的三相电压向量，上标abc表示三相静止坐标系，下标gc表示网侧变流器。加粗变量表示向量，以

为例，

表示三相静止坐标系下三相电网电压向量，下标s表示电网。

表示网侧变流器在两相旋转dq坐标系下dq电流给定值，该值由网侧变流器外环控制器计算得到。

表示三相静止坐标系下网侧变流器输出的abc三相电流，

表示三相静止坐标系下输到电网的abc三相电流，dq/abc表示从两相旋转坐标系折算至三相静止坐标系，G_i(s)表示电流环PI控制器的传递函数，G_d(s)表示因PWM调制等引起的1.5倍开关周期的控制延时，jω₀L_g为解耦项，根据图2，两相旋转坐标系下网侧变流器输出电压可表示为：

其中：G_i(s)＝k_p,1+k_i,1/s，k_p,1和k_i,1是比例系数和积分系数，G_d(s)＝e^-1.5sT，T是开关周期，s＝jω。

由于网侧变流器输出电压从两相同步旋转坐标系折算至两相静止坐标系时变换时存在50Hz的频率差，具体过程可表示为：

其中：ω₀＝100π，减号对应正序分量，加号对应负序分量，上标αβ表示两相静止坐标系。

由于两相静止坐标系到三相静止坐标系的坐标变换不存在频率差异，为简化推导过程，本实例以三相静止坐标系下a相为例进行说明，网侧变流器三相静止坐标系下a相电压为：

根据图3，网侧变流器a相的谐波电压和谐波电流的关系式为：

故网侧变流器的a相输出的谐波电流表达式为：

K₂(s)＝s²L_gC_g-G_d(s)

其中：

表示网侧变流器因电压背景谐波引起的a相n次谐波电流，

表示a相的n次电网背景谐波电压，n次特指50Hz的整数次(n＝6m±1，m＝1,2,3)。

(2)建立网侧变流器因死区时间引起的谐波电流模型。

网侧变流器控制中会引入死区时间以避免功率管直通，这将导致变流器输出电压产生误差，该误差电压可等效为周期性变化的方波，即：

其中：

表示死区时间造成的a相误差电压，T_dt为死区时间，f_s为开关频率，V_dc为直流母线电压，sign()表示符号函数，方波的正负随着a相电流

的方向变化而变化。

对误差电压

进行傅里叶变换，可得：

其中：

为网侧变流器死区谐波电压相位的基值，

表示(2i+1)次谐波电压相位。由于三相电路对称，三倍频分量相互抵消，死区时间谐波电压会产生的5、7、11、13、17、19等次谐波分量。

根据叠加定理，死区时间谐波电压单独作用时，电网电压为0，a相电压可写为：

其中：网侧变流器基频电流给定值

此时为0。

如图4所示，由于电网电压为0，电容C_g被短路。网侧变流器因死区时间造成的a相谐波电流中n次谐波分量为：

其中：

表示网侧变流器由于死区引起的a相n次谐波电流，H₂(s)表示对应的传递函数。

网侧变流器由于死区产生的n次谐波电压，其相位

与网侧变流器功率因数有关，可表示为：

其中：

表示电网基频电压的相位，基准为0以作为相位的参考值，Q_gc和P_gc表示网侧变流器输出的无功功率和有功功率。

(3)建立双馈电机因转差造成的频率折算机制。

双馈电机定转子频率折算与转差有关，风机转速的改变会影响双馈风机定子侧因死区时间产生的谐波电流的频率分布，具体分布情况如表1所示。表1中N为转子谐波电流次数，正负以区分正负序风机转速对应的频率为f₁ Hz，定子电流的基频为50Hz，则转子电流的基频为(50-f₁)Hz。

表1谐波电流转子侧频率和定子侧频率折算对照表

(4)建立双馈电机定子侧因电网背景谐波电压引起的谐波电流。

参考图5的机侧变流器和双馈电机的控制框图，

表示的是在两相旋转坐标系下机侧变流器的dq轴电流给定值，下标rc表示机侧变流器，

为两相旋转坐标系下机侧变流器dq电压指令，

是三相静止坐标系下机侧变流器输出电压指令。根据图5所示，两相旋转坐标系下机侧变流器输出电压为：

由于机侧变流器输出电压从两相同步旋转坐标系折算至转子绕组两相静止坐标系时变换时存在ω_rc的频率差，具体过程可表示为：

其中：ω_rc是机侧变流器在转子绕组基频电流的角频率，ω_rc＝ω₀-ω_r，ω_r表示双馈电机转速角频率。

机侧变流器输出的转子绕组a相电压为：

从转子绕组三相静止坐标系时折算到定子绕组三相静止坐标系时，有转差频率和匝比的变化，折算至定子侧后，机侧变流器输出的a相电压为：

其中，

表示折算至定子绕组的机侧变流器输出的a相电压，slip表示转差率，

ω_s表示定子电流角频率，式中正序取减号，负序取加号，K_e为定转子的匝比，k_p,2和k_i,2是机侧变流器电流调节器比例系数和积分系数。

图6为双馈电机和机侧变流器的a相等效电路，双馈电机使用T型等效电路，其中L_m、L_σr、L_σs分别为励磁电感、转子漏感和定子漏感，R_r和R_s是转子电阻和定子电阻，

是折算至定子绕组后的机侧变流器输出的a相电流，

表示由双馈电机定子输入电网的a相电流。在分析电网背景谐波在双馈电机定子绕组产生的谐波电流时，

可视为0，因此a相电压可表示为：

故电网背景谐波电压下双馈电机定子a相输出的n次谐波电流可表示为：

式中：Z_Lm、Z_Lσr、Z_Lσs为双馈电机互感、转子漏感、定子漏感对应的n次谐波频率下电抗，H₃(s)表示对应的传递函数。

(5)建立机侧变流器因死区时间引起的谐波电流表达式。

如图6所示，机侧变流器因死区时间引起a相误差电压为：

式中：

表示机侧变流器的a相误差电压，T_dt为死区时间，f_s为开关频率，V_dc为母线电压，

为转子a相电流。

对误差电压

进行傅里叶变换，得：

将死区引起的转子侧谐波电压折算到定子绕组，为：

式中：

为次数为(2i+1)的死区谐波电压相位，

为谐波电压相位的基值，加减表示正序为加，负序为减。

考虑死区产生的谐波电压以及转子绕组与定子绕组的频率折算关系，折算至定子侧后机侧变流器输出的a相电压可表示为：

因此，考虑死区影响后双馈电机定子a相输出的k次谐波电流可表示为：

机侧变流器死区引起的谐波电压相位基值

会受到双馈电机定子侧送入电网的有功功率P_r和定子侧功率因数大小影响，机侧变流器死区引起的谐波电压相位的基值可表示为：

表示由于机侧变流器提供励磁电流时而造成的相位偏移，可表示为：

式中：U_s是基波相电压的有效值，

会随着有功功率P_r的增大而减小。

(6)建立双馈风力发电机组并网点处的谐波电流模型。

双馈风机输出的谐波电流表现为网侧变流器和定子侧输出的谐波电流的叠加，如输入电网a相的谐波电流

由整次频率的谐波电流

和非整次频率的谐波电流

组成，如图7所示。

图7中整次频率谐波电流

部分构成，即电网背景谐波电压作用于网侧变流器和双馈电机定子侧而产生的谐波电流

和

网侧变流器死区引起的谐波电流

以及机侧变流器死区引起的非整次(k次)频率谐波电流

而双馈风电机组注入电网的整次(n次)谐波电流可表示为：

双馈风机并网点输出的整次谐波电流

由三部分叠加而成，叠加结果受多方面影响。

(7)建立仿真模型验证数学模型准确性。

针对本发明建立的整次谐波电流和非整次谐波电流的模型，通过建立仿真模型，对比模型和仿真结果中谐波电流的幅值和相位对模型的正确性加以验证。表2为仿真模型参数，仿真中风机的初始状况保持单位功率因数下满载运行，电网初始的5次、7次、11次、13次、17次和19次谐波电压谐波含有率分别3.20％、2.13％、1.42％、0.53％、0.27％和0.18％。

表2 3MW双馈风电机组参数

在仿真模型的结果中提取本发明所关注频率点的谐波电流幅值和相位，与数学模型计算得到的谐波电流幅值和相位结果进行对比，仿真结果图8～图10验证了所建立数学模型的准确性。

图8给出了5、7次电网背景谐波电压下整次谐波电流中各分量的计算结果；根据前面分析可知，双馈风机输出的5次谐波电流由三部分电流分量构成，每一部分电流的幅值和相位均不相同。从图8中可以看出，5次谐波电流中，电网背景谐波产生的定子侧谐波电流和网侧变流器输出的谐波电流含有率分别为1.24％和0.81％，但因为相位差的存在，其最终叠加后5次谐波电流含有率减小为0.66％，该现象表明同频率谐波电流在并网点处的叠加是基于幅值和相位的矢量叠加。

图9为包含幅值和相位信息的双馈风机并网点5次至19次谐波电流的计算值和仿真结果；图9中黑色框的数字代表谐波电流模型计算所得相位，普通数字代表仿真结果所得相位。以5次谐波电流为例，计算的谐波电流含有率为0.65％，仿真得到谐波电流含有率为0.68％，误差为0.03％，相位的误差为3.75°，其余谐波次模型计算和仿真的电流幅值和相位均保持一致，验证了本发明所建整次谐波电流模型的正确性。

图10所示当风机运行在额定转速时，非整次谐波电流的相位、幅值的仿真结果和计算结果对比；图10中110Hz-5^th表示转子侧5次谐波电流，折算至定子侧变为110Hz的非整次频率谐波电流。以110Hz谐波电流为例，谐波含有率的计算值为0.56％，仿真值为0.54％，误差为0.02％，相位误差为1°，其余谐波次数计算值和仿真值的电流幅值和相位均保持一致，验证了本发明所建非整次谐波电流模型的正确性。

如图11所示，根据所建立的双馈风力发电机组的谐波电流数学模型，按照所指定的评估流程即可评估双馈风力发电机组的整体谐波含有率和特定频率的谐波电流的幅值和相位信息。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于谐波电流传递函数的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，包括如下步骤：

(1)确定双馈风电机组的拓扑结构和控制器结构；

(2)基于网侧变流器的控制框图建立网侧变流器因电网背景谐波电压引起谐波电流的传递函数H₁(s)，其表达式如下：

K₁(s)＝(G_i(x)+jω₀L_g)G_d(s)

K₂(s)＝s²L_gC_g-G_d(s)

其中：C_g为网侧变流器与电网之间所连LC滤波器的滤波电容值，L_g为网侧变流器与电网之间所连LC滤波器的滤波电感值，T_s为开关周期，ω₀为工频角速度且ω₀＝100π，s为拉普拉斯算子，j为虚数单位，K_p和K_i分别为给定的比例系数和积分系数；当n＝6m+1时，x＝s-jω₀；当n＝6m-1时，x＝s+jω₀；n为电流的谐波次数，m为大于0的自然数；

(3)基于网侧变流器的控制框图建立网侧变流器因死区时间引起谐波电流的传递函数H₂(s)，其表达式如下：

(4)基于双馈电机和机侧变流器的控制框图建立双馈电机因电网背景谐波电压引起谐波电流的传递函数H₃(s)，其表达式如下：

Z_rc＝G′_i(x)G_d(s)/slip

其中：Z_Lm、Z_Lσr、Z_Lσs分别为双馈电机的互感、转子漏感、定子漏感对应n次谐波频率下的电抗，R_r和R_s分别为双馈电机的转子电阻和定子电阻，K_e为双馈电机的定转子匝数比，slip为双馈电机的转差率且slip＝(ω_n-ω_r)/ω_n，ω_r为双馈电机的转子角频率，ω_n为双馈电机定子n次谐波电流的角频率且ω_n＝n*ω₀，k_p和k_i分别为给定的比例系数和积分系数；

(5)基于双馈电机和机侧变流器的控制框图建立双馈电机因死区时间引起谐波电流的传递函数H₄(s)，其表达式如下：

(6)基于所述传递函数H₁(s)～H₄(s)，建立双馈风电机组在多种谐波电流分量叠加后的系统输出谐波电流模型，用以评估双馈风电机组的谐波含有率。

2.根据权利要求1所述的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，其特征在于：所述步骤(6)中对于整次频率的谐波电流，其模型的数学表达为：

对于非整次频率的谐波电流，其模型的数学表达为：

其中：

为n次谐波频率下双馈风电机组的输出谐波电流，

为n次谐波频率下双馈风电机组端口处的电网背景谐波电压，

为n次谐波频率下网侧变流器因死区时间引起的谐波电压，

为k次谐波频率下双馈风电机组的输出谐波电流，

为k次谐波频率下机侧变流器因死区时间引起的谐波电压折算到定子侧的谐波电压，k表示电流的谐波次数。

3.根据权利要求2所述的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，其特征在于：所述谐波电压

的表达式如下：

其中：Q_gc和P_gc分别为网侧变流器输出的无功功率和有功功率，T_dt为死区时间长度，f_s为开关频率，V_dc为网侧变流器的直流母线电压，t表示时刻，

为电网基频电压的相位。

4.根据权利要求2所述的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，其特征在于：所述谐波电压

的表达式如下：

其中：T_dt为死区时间长度，f_s为开关频率，V_dc为网侧变流器的直流母线电压，K_e为双馈电机的定转子匝数比，slip为双馈电机的转差率且slip＝(ω_k-ω_r)/ω_k，ω_k为双馈电机定子k次谐波电流的角频率且ω_k＝k*ω₀；当k＝6m+1时，

当k＝6m-1时，

ω_rc为非整次频率的谐波电流基频角速度且ω_rc＝f_rc*2π，f_rc为非整次频率的谐波电流基频且f_rc＝f₀-f_r，f₀为定子电流基频且f₀＝50Hz，f_r为转子频率且f_r＝ω_r/2π，t表示时刻，

为k次谐波频率下机侧变流器因死区时间引起的谐波电压相位基值。

5.根据权利要求4所述的双馈风电机组输出谐波电流模型建立方法，其特征在于：所述谐波电压相位基值

的表达式如下：

其中：Q_r和P_r分别为双馈电机输出的无功功率和有功功率，U_s为双馈电机输出基波相电压的有效值，L_σs为双馈电机的定子漏感。

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