CN109905304A

CN109905304A - 电信号的传输系统

Info

Publication number: CN109905304A
Application number: CN201811495022.4A
Authority: CN
Inventors: A·布里索托; G·科杜蒂; A·恩格拉罗; M·艾尔利娜
Original assignee: Automotive Lighting Italia SpA
Current assignee: Marelli Automotive Lighting Italy SpA
Priority date: 2017-12-07
Filing date: 2018-12-07
Publication date: 2019-06-18
Anticipated expiration: 2038-12-07
Also published as: CN109905304B; EP4184876A1; US10623210B2; ES2964859T3; EP3495839A1; EP3495839B1; PL3495839T3; US20190182078A1

Abstract

一种由发送电子设备发送到至少一个接收电子设备的至少一个电信号的传输系统，包括：‑至少一根信号线，其将发送电子设备连接到至少一个接收电子设备并且适合于传输要传输的相应电信号；‑信号生成单元，其被配置为产生要在每根信号线上传输的电信号；‑至少一根噪声补偿线；‑噪声补偿电路，其被配置为在每根噪声补偿线上生成噪声补偿信号。

Description

电信号的传输系统

技术领域

本发明涉及一种在两个电子设备之间传输的电信号的传输系统，其中电信号具有频谱，所述频谱包括由适于产生电磁干扰的谐波形成的噪声分量。

背景技术

例如，要传输的电信号是具有随时间推移可变的至少一个可变分量的信号。

在具体实施例中，电信号是数字总线的数据信号。

如已知的那样，数字通信总线由具有一定长度的若干电缆或电线形成，该数字通信总线呈现对应于两个逻辑状态例如“0”和“1”的两个不同电压值。例如，逻辑状态“0”由0V的电压表示，而逻辑状态“1”由5V的电压表示。

通常而言，数字通信总线包括：电力电缆，其呈现恒定电压；接地电缆，其也是恒定电压；至少一条数据线，其电压信号是根据要传输的信息而变化的波，诸如方波。一些数字通信总线还包括时钟线，其电压信号是恒定的方波。

例如，时钟线和数据线的方波在正电压(例如5V)和接地电压之间切换，接地电压用作电子设备电压的共同基准。

如已知的那样，随时间推移而变化的信号具有包含高频谐波的频谱，该高频谐波能够产生可能干扰附近电子设备操作的电磁噪声。

通过对这些谐波进行滤波来表示针对该问题的可能解决方案。然而，在某些情况下，例如在具有LED光源的车灯中，滤波器的使用导致不可接受的成本增加。

另一种已知的解决方案是将要传输的信号分成两个相对的分量，这两个分量对应于相应的传输导体，使得由每个分量产生的发射来补偿由另一个分量产生的发射。必须在接收器设备处重新组合两个信号分量以获得原始信号。

也已知为“差分通信”的该解决方案具有明显的缺点，即对产生噪声的线路的精确复制。

发明内容

本发明的目的是提出一种电信号的传输系统，该电信号在产生电磁干扰的频率或频率范围内具有有限的振幅频谱，并且同时其不具有与先前解决方案相关的所述缺点。

通过根据权利要求1所述的传输系统和根据权利要求20所述的组件来实现这样的目的。从属权利要求描述本发明的优选实施例。

权利要求1涉及由发送电子设备发送到至少一个接收电子设备的至少一个电信号的传输系统，其中每个电信号包含可由接收电子设备利用的所有信息并且具有频谱，该频谱包括由适于产生电磁干扰的谐波形成的噪声分量。传输系统至少包括：信号线，其将发送电子设备连接到至少一个接收电子设备并且其适合于传输要传输的相应电信号；以及信号生成单元，其被配置为生成要在每条信号线上传输的电信号。

所述传输系统还包括至少一根噪声补偿线，以及噪声补偿电路，所述噪声补偿电路被配置为在每根噪声补偿线上产生噪声补偿信号，所述噪声补偿信号具有至少一个可变分量，不管乘法因子，所述可变分量对应于要传输的电信号的至少一部分的反相或要传输的电信号的总和的反相。

由此产生的噪声补偿信号在噪声补偿线周围发射电磁辐射，其至少部分地抵消或补偿由要传输的电信号产生的电磁辐射。

因此，除了信号线之外，根据本发明一个方面的传输系统还包括至少一根噪声补偿线。然而，这种噪声补偿线不携载用于组成可由接收设备利用的信息内容的任何信号。事实上，所有信息内容都包含在信号线中。

因此，根据本发明的一个方面，噪声补偿线不必连接到接收电子设备，并且甚至可以仅部分地沿着至少一条信号线延伸。

例如，噪声补偿线可以具有比信号线短的长度。在这种情况下，噪声补偿信号的振幅大于电信号或要传输的电信号的总和。

换言之，至少一根噪声补偿线是从每个接收电子设备断开的高阻抗线。

在一个实施例中，至少一根噪声补偿线由天线组成，例如限制在所述发送器设备中的天线。

因此，根据本发明的一个方面，噪声补偿电路可位于发送电子设备和至少一个接收电子设备两者的外部。

根据本发明的另一个方面，噪声补偿信号包括正常数分量，该正常数分量的值以如此的方式选择使得噪声补偿信号从不呈现负值。这样，极大地简化了噪声补偿电路的实现。

在一个实施例中，噪声补偿电路包括至少一个晶体管反相电路，其在输入中接收要传输的电信号，并在输出中供应电输出信号和与电输出信号的反相对应的反相电路噪声补偿信号。这样，没有延迟，或者在要传输的电信号的传输和在噪声补偿线上传输的其反相之间存在不显著的延迟。

在一个实施例中，传输系统包括至少两根信号线，用于传输相应的待传输的电信号；以及噪声补偿电路，其包括用于每个要传输的电信号的晶体管反相电路，其中由相应反相电路的输出中存在的反相电路噪声补偿信号的总和来给定噪声补偿信号。

结果，有利地，单根噪声补偿线至少部分地抵消或补偿由两根或更多根信号线产生的噪声。

在一个实施例中，这样的噪声补偿电路连接到电压放大装置，该电压放大装置适于产生放大的电源电压，即使当要同时传输的电信号同时呈现其最高电平时，它们也能够在线性区域中极化晶体管反相电路的晶体管。

例如，电压放大装置用电荷泵实现。

在一个实施例中，信号线是数字总线的数据线，信号生成单元是总线控制单元。

在一个实施例中，例如，相对于通信总线“IC2”，还使用数字总线的时钟线，总线控制单元被配置为在数据线上生成数据信号，所述数据信号根据要传输的数据在低逻辑电平和高逻辑电平之间切换，以及被配置为在时钟线上产生在低逻辑电平和高逻辑电平之间以恒定频率切换的时钟信号。

在这种情况下，噪声补偿电路接收由总线控制单元产生的数据信号和时钟信号，并为数字总线的数据线提供数据输出信号以及为数字总线的时钟线提供时钟输出信号，所述数据和时钟输出信号具有的逻辑电平对应于相应数据信号和时钟信号的逻辑电平。噪声补偿电路由恒定电源电压供电，并且包括：

a.单向晶体管反相电路，其接收时钟信号并在输出中提供时钟输出信号和时钟线噪声补偿信号，该时钟线噪声补偿信号对应于恒定电源电压添加到其的时钟输出信号的反相；

b.双向晶体管反相电路，其接收数据信号并在输出中提供数据输出信号和数据线噪声补偿信号，该数据线噪声补偿信号对应于恒定电源电压添加到其的数据输出信号的反相。

补偿信号由时钟线的噪声补偿信号与数据线的噪声补偿信号的总和给定。

附图说明

根据本发明的传输系统的其他特征和优点在任何情况下将从以下其优选实施例给出的描述中显而易见，所述优选实施例参考附图通过非限制性示例给出，其中：

a.图1示出可变电信号根据要传输的信息随时间推移的变化趋势，可变电信号例如存在于数字通信总线的数据线上的PWM信号或SDA数据信号；

b.图1a示出恒定方波信号随时间推移的变化趋势，恒定方波信号例如存在于数字通信总线的时钟线上的SCL时钟信号；

c.图2表示用于电磁噪声产生目的的数字通信总线的建模；

d.图3是图2中的建模的电路图；

e.图4是用于要传输的单向类型的电信号的噪声补偿电路的电路图，电信号例如SCL时钟信号；

f.图5是用于要传输的双向类型的电信号的噪声补偿电路的电路图，电信号诸如SDA数据信号；

g.图6是在一个实施例中由发送电子设备发送到接收电子设备或由接收电子设备发送到发送电子设备的电信号的传输系统的电路图，其使用图5中的噪声补偿电路；

h.图7是图6中传输系统的实施例变型的电路图；

g.图8是根据本发明的数字总线的数据信号和时钟信号的传输系统的电路图，其在一个实施例中使用两根噪声补偿线；

j.图9是用于数字通信总线的数据线和时钟线的噪声补偿电路的电路图，其使用单根噪声补偿线；

k.图10是数字总线的电路图，该数字总线包括数据线和时钟线，并且该数字总线在一个实施例中使用图9中的噪声补偿电路；

l.图11是图10中数字通信总线的实施例变型的电路图；

m.图12是图10中数字通信总线的另一个可选实施例的电路图；

n.图13是图10中数字通信总线的另一实施例变型的电路图；

o.图14是图9中噪声补偿电路的状态表；

p.图15是根据本发明的数字通信总线中可使用的电荷泵的电路图；以及

q.图16示意性地示出车灯，其包括根据本发明的经由数字通信总线连接到彼此的电子设备。

具体实施方式

在说明书的其余部分中，使用相同的附图标记指示与本发明的各个实施例共同的元件。

另外，在下面的描述中，术语“发送电子设备”和“接收电子设备”已被用于指示从一种设备(发送器)到另一种设备(接收器)(或者几个接收装置)执行信号的传输。然而，这并不意味着电子设备被配置为仅发送信号或仅接收信号；相反，在下面描述的一些实施例中，传输线可以是双向的，在某种意义上，被指示为接收器的装置又可以将信号传输到被指定为发送器的装置(如在数据信号数字通信总线的情况下)。

现在将描述在传输系统中实现本发明的示例，为简单起见，将仅考虑产生噪声的线。

例如，图1表示可变方波信号，例如根据要传输的信息，例如可变方波信号可以是数字通信总线的SDA数据线，诸如“IC2”总线或“Lyn”总线，或PWM(“脉冲宽度调制”信号)。

图1a示出恒定的方波信号，例如数字通信总线的SCL时钟或载波信号。

在数字总线的情况下，电源线和接地线(其电压随时间推移基本上恒定)不随时间推移产生任何可变电磁场，并且不会有助于形成干扰，因此将不予考虑。

例如考虑包括如图2中所示的数据线SDA和时钟线SCL的数字总线，为了产生电磁噪声的目的，可以通过电路对总线建模，所述电路包括通过寄生电容C1、C2连接到每根SDA和SCL线的天线10。

因此，在SDA和SCL线上存在两个相应的噪声源VSDA和VSCL，两个相应的噪声源VSDA和VSCL由可变电压发生器表示，相对于接地彼此不同。结果，噪声源VSDA和VSCL分别在SDA和SCL线上的电压变化即逻辑状态期间产生噪声。

另外，SDA线和SCL线以两个相应的阻抗Z1和Z2结束，阻抗Z1和Z2对于噪声频谱的每个频率而言表示从数字总线连接到其的电路听到的阻抗。

可以将天线建模为电阻型的R阻抗，通常标准化为50Ω，连接到接地。

假设SDA线和SCL线与天线之间的距离基本相等，则也可以假设寄生电容C1和C2相等。

噪声电压VSDA和VSCL例如在0和5伏之间变化，而阻抗Z1和Z2可以被识别为开路电路，假设所涉及的频率低，则SDA线和SCL线上的电流非常低(为μA的量级)，以及SDA和SCL线连接到其的输入电路，例如运算放大器的输入电路，通常在低频时具有高阻抗。

因此，SDA线和SCL线在天线上通过寄生电容C(＝C1＝C2)闭合，Z1，Z2是>>C。线上的电流因此流过天线。

鉴于前述内容，数字总线噪声发生器电路可以用图3中的电路建模。

将由天线10感觉到的电压定义为VA，使用效果重叠原理解决这样的电路：

应指出的是，除了电容C之外，SDA线和SCL线还通过电感部件连接到天线。然而，在低频时，电场的分量远大于磁场的分量，并且因此可以忽略电感分量。

本发明的基本构思是使由天线感觉到的电压VA等于0，以便消除在天线中流动的电流。

具体地，本发明基于在传输系统中例如在数字总线中引入另外的线，该另外的线经由适于产生电磁场的VOUT补偿电压源供电，所述电磁场能够补偿由SDA线和SCL线上的第一和第二噪声源VSDA和VSCL产生的电磁场，使得天线在其末端感觉不到任何张力，即VA＝0。

因此，必须选择VOUT补偿电压源，使得：

VA＝K*(VSDA+VSCL+VOUT)＝0，

从其得到VOUT＝-(VSDA+VSCL)。

根据本发明的一个方面，为了防止补偿电压VOUT呈现负值，结果使得电路复杂化，而将恒定偏移添加到由连续电压VBATT定义的VOUT。所以，

VOUT＝-(VSDA+VSCL)+VBATT

例如，假设VSDA和VSCL在最小值0V和最大值5V之间变化，并且VBATT等于10V，在SDA线和SCL线上的噪声电压的这样的最小值和最大值下，补偿电压VOUT将采用以下值：

V<sub>SDA</sub>	V<sub>SCL</sub>	VOUT(其中V<sub>BATT</sub>＝10V)
			0	0	10
0	5	5
			5	0	5
5	5	0

如下面将进一步解释的那样，与差分总线不同，引入的噪声补偿线的唯一目的是补偿产生噪声的一根或多根信号线的影响，所述一根或多根信号线负责噪声并且因此不携载用于要被传输到接收设备的信息内容目的的任何有用的信号。

换言之，产生噪声的一个或多个信号携载必须被传输到接收电子设备的所有信息。

因此，如下面将更详细描述的那样，噪声补偿线不需要连接到发送和接收设备两者，而是可以比产生噪声的信号线短或者甚至为天线的形式。

另外，虽然差分通信必然涉及产生负偏移电压，但是根据本发明的传输系统可以设计成仅在大于或等于零的电压下操作。

事实上，在一个实施例中，根据本发明的传输系统与要传输的产生噪声的一个或多个信号一起传输至少一个具有至少一个可变分量的噪声补偿信号，不管乘法因子，可变分量对应于恒定电压添加到其的要传输的信号的至少一部分的反相或要传输的信号的总和的反相。

显然，利用具有至少一个可变分量的噪声补偿信号实现最大噪声衰减，不管乘法因子，该可变分量对应于要传输的整个信号的反相或要传输的信号的总和的反相。

然而，在一些应用中，衰减部分噪声可能就足够了，例如，百分比等于由要传输的电信号所产生的噪声的70-80％。在这些情况下，由要传输的信号的一部分的反相或要传输的信号的总和的反相来获得噪声补偿信号。例如，为了构造噪声补偿信号，传输系统将其自身限制为详细说明在时间间隔的时序部分内要传输的信号或信号总和，其中在时间间隔的时序部分内产生这种要传输的信号。例如，在通过微处理器产生噪声补偿信号的情况下，微处理器可以例如随机地执行要传输的信号的采样，以便获得要传输的信号的一部分，从获得的要传输的信号的一部分获取反相信号。

现在将描述本发明的一些实际实施例。应指出的是，本发明所基于构思的电路实施需要解决与要传输的信号完全同步的方式产生VOUT信号的问题，例如VSDA+VSCL，这绝非易事。换言之，要传输的信号和噪声补偿信号必须以同步的方式在传输系统中传输，即，补偿信号相对于噪声生成信号甚至没有最小的延迟。

根据一个实施例，特别适合于补偿由单向信号(例如SCL时钟信号)产生的噪声，使用单向信号补偿电路20，其已知为“移相器”，能够相对于非反相输入信号产生反相信号而没有任何延迟。

图4中示出了应用于SCL时钟信号的这种电路的示例。

下面是这种电路中所涉及的信号状态表：

V<sub>SCL</sub>(伏特)	V<sub>BE</sub>(伏特)	V<sub>SCL</sub>_<sub>OUT</sub>(伏特)	晶体管Q
				0	0	0	切断
5	0.7	4.3	在线性区域中极化

其中V_SCL__OUT＝V_SCL-V_BE，考虑到V_Rb可以忽略不计。

当晶体管Q在线性区域中极化时，发射极电流IE基本上等于集电极电流IC。因此：

VOUT≈VBATT-VSCL_OUT

因此，VOUT是VSCL_OUT的反相，而不管恒定电压VBATT。

应指出的是信号VSCL_OUT具有4.3V的值，但是该近似值在为数字总线设定的容差内。

然而，上述“移相器”电路也不适合于在相反方向上传输信号，因此例如它不能用于数据线到数字通信总线的信号VSDA。

因此，对于双向信号，使用图5中所示的双向信号30的噪声补偿电路。

如果VSDA等于零，则晶体管Q2被切断，因此VBE＝0e，VSDA_OUT＝0。如果VSDA＝5V，则晶体管Q2在线性区域中被极化。因此，基极-发射极电压VBE等于0.7V且V SDA_OUT＝5V。

发射极电流IE等于：

IE＝(VSDA-0.7V)/R因此：

VOUT＝VBATT-R*IC≈VBATT-R*IE-(VSDA-0.7)＝

＝(VBATT-0.7)-VSDA

其中VOUT是噪声补偿电路30的输出OUT端子上即在存在补偿电压源的线上的电压。

换言之，VOUT是VSDA的反相，而不管恒定电压VBATT。

图6是在一个实施例中根据本发明的传输系统的电路图。要在SDA信号线上传输的信号由发送设备60内部的信号生成单元50(例如微控制器)产生，信号生成单元50例如数字通信总线的控制单元。

要传输的电信号通过SDA信号线传输，该SDA信号线连接到一个或多个接收设备70，在所示的示例中为多个LED光源和相关的LED驱动器70'。

在该示例中，用于要传输的信号的SDA信号线是双向线，并且因此使用上面描述并在图5中示出的双向信号30的噪声补偿电路。

因此，除了SDA信号线之外，传输系统还包括双向信号噪声补偿线302，其连接到双向信号30的噪声补偿电路的输出OUT。

根据本发明的一个方面，该双向信号噪声补偿线302是高阻抗线。例如，这种噪声补偿线302通过大阻抗R6、R7、R8放电到接地。结果，存在于双向信号30的噪声补偿电路的输出端子OUT上的噪声补偿信号是在周围空间中产生电磁辐射的电压信号，该电磁辐射抵消或补偿由SDA信号线产生的电磁干扰。

由于噪声补偿线302未连接到接收设备70，因此这种线可具有与信号线不同的延伸，特别是少于信号线的延伸。为此目的，噪声补偿信号振幅可以乘以取决于噪声补偿线长度的因子。

在图7的示例中，噪声补偿线由天线304组成，天线304例如甚至可以限制到发送设备60(如果接收设备距发送设备的距离有限)。

在图8的实施例中，传输系统是数字总线80，例如，总线“I2C”，其包括SDA数据线和SCL时钟线。在这些线上要传输的电信号由数字通信总线的控制单元60内的信号生成单元50例如微控制器产生。控制单元60控制连接到数字通信总线的外围电子设备70或接收设备，在所示的示例中是多个LED光源和相关的LED驱动器70'。

在该示例中，SDA数据线是双向线。为了补偿由所述线产生的干扰，因此使用双向信号30的噪声补偿电路。SCL时钟线是单向线，因此为了补偿由这种线产生的噪声，使用单向信号噪声补偿电路20。

在这种情况下，除了SDA数据线和SCL时钟线之外，数字传输总线80还包括两根噪声补偿线202、302，每根连接到相应噪声补偿电路20、30的输出端子OUT1、OUT2。

在这种情况下，每根噪声补偿线202、302是不连接到接收设备70的高阻抗线，因此根据需要具有可变长度。如在所示的示例中，每根噪声补偿线也可以由天线构成，例如限制到发送设备60(如果接收设备距发送设备的距离有限)。

在一个实施例中，单向信号噪声补偿电路20和双向信号数据补偿电路30组合以形成单个组合的噪声补偿电路40，其能够产生适合于补偿由两个SDA和SCL信号给出的总噪声的补偿电压。这种组合的噪声补偿电路40在图9中示出且在图10-13的电路图中示出。

图14中的表示出在总线上传输的SCL_OUT时钟信号的值和SDA_OUT数据信号的值以及能够补偿与SCL_OUT和SDA_OUT信号相关联的噪声源的噪声补偿信号VOUT的值。

如果VSDA和VSCL等于0，则两个晶体管Q1和Q2被切断，使得VOUT＝VBATT并且VSCL_OUT＝VSDA_OUT＝0。如果V SDA＝0且V SCL＝5V，则时钟信号的晶体管Q1的发射极电流IE1为：

IE1＝(VSCL-VBE1)/R＝(VSCL-0.7)/R；

因此，补偿电压VOUT为：

VOUT＝VBATT-R*IC1≈VBATT-R*IE1＝VBATT-(VSCL-VBE1)＝

＝VBATT-VSCL+0.7，

而

VSCL_OUT＝VSCL-VBE1＝VSCL-0.7

和VSDA_OUT＝VSDA。

如果VSDA＝5V并且VSCL＝0，则数据线信号的补偿电路的晶体管Q2的发射极电流IE2为：

IE2＝(VSDA-VBE2)/R＝(VSDA-0.7)/R。

因此，补偿电压VOUT为：

VOUT＝VBATT-R*IC2≈VBATT-R*IE2＝VBATT-(VSDA-VBE2)＝

＝VBATT-VSDA+0.7，

而

VSCL_OUT＝VSCL＝0

和VSDA_OUT＝VSDA＝5V。

如果VSDA＝5V并且VSCL＝5V，则两个补偿电路中的两个晶体管都导通并且在线性区域中被极化。通过应用效果重叠原理：

IE1＝(VSCL-VBE1)/R＝(VSCL-0.7)/R；

IE2＝(VSDA-VBE2)/R＝(VSDA-0.7)/R，

从其得出

IR＝IC1+IC2≈IE1+IE2＝(VSCL-0.7)/R+(VSDA-0.7)/R，

从其得出

VOUT＝VBATT-R*IR＝VBATT-VSCL-VSDA+1.4，

而

VSCL_OUT＝VSCL-VBE1＝VSCL-0.7

以及

VSDA_OUT＝VSDA＝5V。

因此，总线噪声的补偿由噪声源VSDA_OUT+VSCL_OUT与补偿电压VOUT的贡献总和给出，而不管恒定电压VBATT。

由于该补偿电路，天线末端处的节点A上的电压基本上没有变化(不管半导体元件的极化电压)。换言之，节点A处的电压基本上等于0。

图10的电路图中所示的数字传输总线80a示出使用组合的噪声补偿电路40代替上述两个补偿电路20、30。因此，在这种情况下，数字通信总线80a包括连接到组合的噪声补偿电路40输出端子OUT的数据输出线SDA_OUT(其在输出中与来自信号生成单元50的SDA数据线一致)、时钟输出线SCL_OUT和单根噪声补偿线404。

在图10中所示的实施例中，组合的噪声补偿电路40驻留在电子控制单元60中。

然而，本发明的一个优点是所述噪声补偿电路40也可以在由电子控制单元60经由数字通信总线控制的外围设备70之一中或者沿着总线本身在发送设备和接收设备之间的位置无差别地实现。

例如，在图11中所示的实施例中，噪声补偿电路40在电子发送设备60(控制单元)和接收电子设备(外围设备70)两者的外部制成。

在图12中所示的实施例中，噪声补偿电路40在外围设备70之一的内部制成。

当然，噪声补偿电路的定位的这种灵活性适用于上述所有传输系统。

应指出的是，当为电路供电并提供补偿信号的偏移值的标称电压VBATT处于足以使晶体管Q1和Q2在线性区域中极化的电平时，上述补偿电路40正确地操作。

例如，当VSCL和VSDA在0和5V之间变化时，电源电压VBATT必须至少为13.5V，以便仍然具有3.5V用于使晶体管极化。

对于较低的电源电压，在电源电压VBATT的源和噪声补偿电路40之间，应该引入电压放大装置80，其适合于将电源电压VBATT维持在使补偿电路的晶体管Q1和Q2极化的值。

例如，这种放大装置可以用DC/DC转换器制备，或者更优选地用电荷泵制备，其类型如图15中的电路图所示。

电荷泵相对于DC/DC将是优选的，因为后者即DC/DC又引入噪声。

电荷泵基本上使输入电压加倍。

在所示的示例中，电荷泵包括MOS-FET晶体管Q2，MOS-FET晶体管Q2在其源极端子S上使输入电压加倍。MOS-FET的栅极G经由电阻器R连接到源极并且通过储能电容器C到达漏极。

MOS-FET由PWM信号驱动，例如通过驱动器晶体管Q1驱动，其集电极连接到MOS-FET的栅极G。

当驱动器晶体管Q1处于饱和状态时，集电极C接地，然后MOS-FET Q2进入饱和状态，并且电容器C由二极管D在输入电压(例如5V)下充电。

当驱动器晶体管Q1的基极具有低信号时，该晶体管进入切断状态，并且MOS-FETQ2也进入切断状态。然后将输入电压施加到电容器C的负电位，该电容器C在输入电压(5V)下充电。结果，在输出中，电荷泵具有的输出电压等于输入电压的两倍，在这种情况下电荷泵具有的输出电压为10V。

通过级联方式连接几个电荷泵，可以获得所需的VBATT值。例如，可以获得级联20V的两个电荷泵。

图10中的数字通信总线使用配备有电源电压VBATT的放大块90的补偿电路40，该放大块90例如能够将电压从13.5V升高到15V。

应指出的是，在对于每根产生噪声的线使用噪声补偿线的实施例中，每根线连接到相应噪声补偿电路的输出端子，如图8中的示例所示，没有噪声补偿电路的晶体管的极化的问题，因此可以不需要如上所述的电压放大装置。

在图13中示意性表示的另一变型实施例中，噪声补偿电路可以用微控制器50'实现，微控制器50'被配置为除了要传输的信号之外还产生例如SCL时钟和SDA数据信号，还有噪声补偿信号。

由于所有物件都集成在微控制器50'中，因此信号之间没有延迟。

例如，对于SDA和SCL信号两者，可以使用集成在微控制器中的移相器。

本发明的另一个目的涉及一种照明装置，诸如车灯100，其包括电子控制单元60，一个或多个外围电路70，每个外围电路70包括由相应的LED驱动器驱动的多个LED光源，例如LED驱动器驻留在相应的电子电路板上，但不是必须的，其中电子控制单元60通过根据上述可能的实施例之一制备的数字通信总线80、80a控制外围电路。

本领域技术人员可以对根据本发明的传输系统进行修改和适应性调整，用功能上等同的元件替换以满足可能的要求，同时保持在所附权利要求的保护范围内。被描述为属于可能实施例的每个特征可以独立于所描述的其他实施例来实现。

Claims

1.由发送电子设备发送到至少一个接收电子设备的至少一个电信号的传输系统，其中每个电信号包含必须传输到接收电子设备的所有信息并且具有频谱，所述频谱包括由适于产生电磁干扰的谐波形成的噪声分量，该传输系统包括：

-至少一根信号线，其将发送电子设备连接到至少一个接收电子设备并且其适合于传输要传输的相应电信号；

-信号生成单元，其被配置为产生要在每根信号线上传输的电信号；

-至少一根噪声补偿线；

-噪声补偿电路，其被配置为在每根噪声补偿线上产生噪声补偿信号，该噪声补偿信号具有至少一个可变分量，不考虑乘法因子，该可变分量对应于电信号的至少一部分的反相或电信号的总和的反相。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述至少一根噪声补偿线至少部分地沿着所述至少一根信号线延伸。

3.根据权利要求2所述的传输系统，其特征在于，所述噪声补偿线具有比所述信号线短的长度。

4.根据前一权利要求所述的系统，其特征在于，每个噪声补偿信号具有的振幅大于要传输的电信号或要传输的电信号的总和。

5.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其特征在于，所述至少一根噪声补偿线是从每个接收电子设备断开的高阻抗线。

6.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其特征在于，所述至少一根噪声补偿线由天线构成。

7.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其特征在于，所述噪声补偿电路位于所述发送电子设备和所述至少一个接收电子设备两者的外部。

8.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其特征在于，要传输的电信号是方波或狄拉克脉冲信号。

9.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其特征在于，所述噪声补偿信号包括正常数分量，所述正常数分量的值被选择为使得所述噪声补偿信号从不呈现负值。

10.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其特征在于，所述噪声补偿电路包括至少一个晶体管反相电路，所述晶体管反相电路在输入中接收要传输的电信号并在输出中提供电输出信号和对应于电输出信号反相的反相电路噪声补偿信号。

11.根据前一权利要求所述的系统，其特征在于，所述噪声补偿电路由恒定电源电压供电，并且其中所述噪声补偿信号被添加到所述恒定电源电压。

12.根据权利要求10或11所述的系统，其特征在于，包括至少两根信号线，其用于传输相应的要传输的电信号；噪声补偿电路，其包括用于要传输的每个电信号的晶体管反相电路，其中所述噪声补偿信号由相应反相电路的输出中存在的反相电路噪声补偿信号的总和给出。

13.根据前一权利要求所述的系统，其特征在于，所述噪声补偿电路连接到电压放大装置，所述电压放大装置适于产生放大的电源电压，即使当要同时传输的电信号呈现其最高电平时，所述放大的电源电压也能够使晶体管反相电路的晶体管在线性区域中极化。

14.根据前一权利要求所述的系统，其特征在于，所述电压放大装置用电荷泵实现。

15.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其特征在于，所述信号线是数字总线的数据线，并且其中所述信号生成单元是总线控制单元。

16.根据前一权利要求所述的系统，其特征在于，还包括数字总线的时钟线，总线控制单元被配置为在数据线上产生数据信号，所述数据信号根据要传输的数据在低逻辑电平和高逻辑电平之间切换，以及被配置为在时钟线上产生时钟信号，所述时钟信号在低逻辑电平和高逻辑电平之间以恒定频率切换。

17.根据前一权利要求所述的系统，其特征在于，噪声补偿电路接收由总线控制单元产生的数据信号和时钟信号，并为数字总线的数据线提供数据输出信号以及为数字总线的时钟线提供时钟输出信号，所述数据和时钟输出信号具有的逻辑电平对应于相应数据信号和时钟信号的逻辑电平，并且其中噪声补偿电路由恒定电源电压供电，并且该噪声补偿电路包括：

-单向晶体管反相电路，其接收时钟信号并在输出中提供时钟输出信号和时钟线噪声补偿信号，该时钟线噪声补偿信号对应于恒定电源电压添加到其上的时钟输出信号的逻辑非；

-双向晶体管反相电路，其接收数据信号并在输出中提供数据输出信号和数据线噪声补偿信号，数据线噪声补偿信号对应于恒定电源电压添加到其上的数据输出信号的逻辑非；

补偿信号由时钟线的噪声补偿信号和数据线的噪声补偿信号的总和给出。

18.根据权利要求15-17中任一项所述的系统，其特征在于，所述总线控制单元是微控制器单元，并且其中所述噪声补偿电路在所述微控制器外部实施。

19.根据权利要求15-17中任一项所述的系统，其特征在于，所述总线控制单元是微控制器单元，并且其中所述噪声补偿电路在所述微控制器内部实施。

20.一种组件，其包括第一电子设备、至少一个第二电子设备和将在第一电子设备和至少一个第二电子设备之间传输电信号的根据前述权利要求中任一项所述的传输系统。

21.根据前一权利要求所述的组件，其特征在于，所述噪声补偿线从所述第二电子设备和/或从所述第一电子设备断开连接。

22.根据权利要求20或21所述的组件，其特征在于，信号生成单元和噪声补偿电路都在第一电子设备中制成。

23.根据权利要求20或21所述的组件，其特征在于，所述噪声补偿电路在第二电子设备中或在所述噪声补偿线的中间点中制成。

24.车灯，其包括电子控制单元；一个或多个外围电路，每个外围电路包括由相应的LED驱动器驱动的多个LED光源，其中电子控制单元基于根据权利要求1-19中任一项所述的信号通信系统经由数字通信总线来控制外围电路。