CN109905051B - 三相逆变器的相电压均衡装置及均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种三相逆变器的相电压均衡装置及均衡方法，属于逆变器控制技术领域，均衡器电路由用于分压的第一电容、第二电容，两个降压模块、两组降压模块的缓冲电容第三、第四电容，逆变桥臂，滤波电感L，电压采集电路，DSP控制器，隔离驱动电路组成。该装置的P端接三相逆变器直流侧电源正极，N端接三相逆变器直流侧电源负极，输出端F接三相负载中性点。本发明的所述的装置的控制采用比例谐振和重复控制的控制策略，直接对负载中性点电压进行调节，可以独立均衡逆变器三相输出电压的不平衡分量，尤其是零序分量；由于DC/DC模块的降压作用，该均衡器的具有重量轻、电压等级低、损耗小、成本低的特点。

Description

三相逆变器的相电压均衡装置及均衡方法

技术领域

本发明涉及逆变器控制技术领域，具体涉及一种三相逆变器的相电压均衡装置及均衡方法。

背景技术

三相逆变器应用于航空电源、UPS、微网等领域时，三相负载不平衡会导致交流侧负载中性点电位偏移，从而导致三相输出电压不平衡。三相逆变器输出电压不平衡可以通过改进拓扑的方式解决，例如在负载和逆变器桥臂之间加入Δ/Yn变压器，变压器次级星形连接可以提供不平衡电流流动的通路，但是工频电压器体积重量大，成本较高。分裂电容式三相逆变拓扑将三相负载中性点接回直流电压中点，从而实现三个桥臂的解耦，但是该拓扑依然存在直流电压利用率低的缺点。三相四桥臂逆变器拓扑的出现弥补了以上两种拓扑的缺点。第四桥臂可以直接对负载中性点电压进行控制，增加了一个控制自由度，不仅可以提供不平衡电流通路，还可以方便的进行三次谐波注入，进而提高直流电压利用率。但是传统的三相四桥臂的第四桥臂和前三桥臂电压相同结构相同，并没有考虑第四桥臂实际的电压和功率需求。同时以上各种拓扑在结构和控制上都是统一整体，有必要研究一种方便安装和拆除的负载中性点电位均衡器，控制上与原有三桥臂逆变器独立，能够实现三相逆变器的不平衡负载运行。

发明内容

本发明的目的在于提供一种重量轻、电压等级低、损耗小、成本低，能够使三相三逆变器输出电压平衡、畸变率小，对输出电压的不平衡分量尤其是零序分量具有较好的控制效果的相电压均衡装置，以解决上述背景技术中存在的技术问题。

为了实现上述目的，本发明采取了如下技术方案：

一方面，本发明提供的一种三相逆变器的相电压均衡装置，包括：

第一电容、第二电容、第一降压模块、第二降压模块、第三电容、第四电容、逆变桥臂、滤波电感、电压采集电路、DSP控制器及隔离驱动电路；

所述第一电容与所述第二电容串连连接，所述第一电容的正极端连接所述三相逆变器直流侧正极；所述第二电容的负极端连接所述第三相逆变器直流侧负极；

所述第三电容与所述第四电容串连连接，所述第三电容的正极端连接所述逆变桥臂的一输入端，所述第四电容的负极端连接所述逆变桥臂的另一输入端；

所述第一电容和所述第二电容的串连的连接点与所述第三电容和所述第四电容的串连的连接点相连；

所述逆变桥臂的输出端连接所述滤波电感的输入端，所述滤波电感的输出端连接所述三相逆变器交流侧负载中性点；

所述第一降压模块，用于稳定所述第三电容的电压；

所述第二降压模块，用于稳定所述第四电容的电压；

所述电压采集电路，用于采集三相逆变器的输出相电压并反馈给所述DSP控制器；

所述DSP控制器，用于接收所述输出相电压信号，并输出调制信号，其中，所述调制信号用于经所述隔离驱动电路放大后调制所述逆变桥臂。

优选的，所述第一降压模块和所述第二降压模块均为DC/DC降压模块。

优选的，所述第一电容的正极端连接所述第一降压模块的输入端，所述第一降压模块的输出端连接所述第三电容的正极端；所述第二电容的负极端连接所述第二降压模块的输入端，所述第二降压模块的输出端连接所述第四电容的负极端。

优选的，所述第一降压模块和所述第二降压模块均为直流电源。

优选的，所述第一降压模块与所述第三电容并联，所述第二降压模块与所述第四电容并联。

优选的，所述逆变桥臂为NPC三电平逆变电路、半桥逆变电路、五电平逆变电路或七电平逆变电路中的一种。

优选的，所述逆变桥臂为NPC三电平逆变电路。

另一方面，本发明还提供一种利用上述装置对三相逆变器的相电压进行均衡的方法，包括：

步骤S110：对三相逆变器的输出三相电压进行采样，计算零序分量。

步骤S120：与给定信号进行比较，得出所述零序分量的偏差。

步骤S130：根据所述偏差运用比例谐振调节器抑制所述滤波电感上的电压降；最终的均衡后的输出结果包含两次比例谐振调节器的输出和一次重复控制的输出，共三部分相加，所得结果作为相电压均衡器的调制波形。步骤S130的输出是最终的调制波形的第一部分。

步骤S140：根据所述偏差运用比例谐振调节器注入三次谐波分量到上述最终的调制波形的第一部分中。因三相逆变器通常会注入三次谐波以达到提高直流侧电压利用率的目的，所以作为三相逆变器的电压均衡装置也必须补偿三次谐波才能保证输出相电压的质量，补偿方法是通过检测输出电压偏差然后运用比例谐振调节器。步骤S140中的注入是指将本次计算结果加到步骤S130的输出结果上，从而输出最终的调制波形的第二部分。逆变器自身的控制通常会注入三次谐波，想要保证输出相电压质量，本发明的相电压均衡装置也必须做相同的谐波注入。但是本发明所述的均衡装置由于跟三相逆变器之间没有进行数据通讯，所以不会知道逆变器注入的三次谐波大小，可以通过检测负载电压的零序分量的方式来进行补偿，再加重复控制，以达到注入三次谐波的效果。

步骤S150：运用重复控制调节器根据所述偏差补偿周期性干扰分量，将其运算结果与所述步骤S130、所述步骤S140中的比例谐振调节器的输出结果相加，作为均衡器桥臂的调制信号；

步骤S160：将三角波作为载波与所述调制信号比较产生SPWM，控制所述逆变桥臂工作。三角波可由DSP控制器内部产生，一般是DSP控制器自带的资源。每一种逆变拓扑的调制方法都有区别，最简单的调制方法就是调制波大于载波时输出高电平，调制波低于载波时输出低电平。这种高低电平的信号控制开关管的导通与关断最后输出SPWM波形。

优选的，所述比例谐振调节器的传递函数满足以下形式：

其中，ω为谐振角频率，与三相逆变器输出的基波频率有关，K_p表示比例系数，K_R表示谐振系数，S为拉普拉斯算子，ω_c表示截止频率。

所述重复控制调节器的传递函数满足以下形式：

其中，L为重复信号周期，e为自然对数的底数。

优选的，所述步骤S130中的比例谐振调节器为基波频率次的比例谐振调节器；

所述步骤S140中的比例谐振调节器为三次谐波频率次的比例谐振调节器。

本发明有益效果：

(1)由于电压均衡器采用低压小功率的DC/DC降压模块或者直流电源，其电压大小最低可达逆变器直流侧电压大小的1/4～1/3，均衡器逆变桥臂的开关管电压等级降低，使均衡器具有体积小、重量轻、电路简单、电压利用率高、损耗小等特点，进而降低了系统成本。

(2)针对均衡器的控制策略，采用比例谐振调节器补偿输出电压的基波和三次谐波分量，采用重复控制调节器补偿输出电压的周期性偏差。该控制策略计算量小，简单易实现。

(3)本发明通过检测三相逆变器输出电压的零序分量作为均衡器电压补偿的依据，与原有三相逆变器不需要进行数据交换，实现了均衡器完全独立的控制，并且方便在必要的时候进行该均衡器的安装和拆除。

(4)本发明可以使原本不具备不平衡负载工况运行能力的三相三线逆变器，可以带不平衡负载运行甚至只带单相负载运行。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例一所述的三相逆变器的相电压均衡装置的电路图。

图2为本发明实施例一所述的三相逆变器的相电压均衡装置与三相逆变器的连接示意图。

图3为本发明实施例二所述的三相逆变器的相电压均衡装置的电路图。

图4是本发明实施例所述的三相逆变器的控制原理框图。

图5是本发明实施例所述的三相逆变器的相电压均衡装置的控制原理框图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的模块。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或模块，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、模块和/或它们的组。

需要说明的是，在本发明所述的实施例中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”、“固定”等应做广义理解，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体，可以是机械连接，也可以是电连接，可以是直接连接，也可以是通过中间媒介间接连接，可以是两个元件内部的连通，或两个元件的相互作用关系，除非具有明确的限定。对于本领域技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明实施例中的具体含义。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

为便于对本发明实施例的理解，下面将结合附图以具体实施例为例做进一步的解释说明，且实施例并不构成对本发明实施例的限定。

本领域普通技术人员应当理解的是，附图只是一个实施例的示意图，附图中的部件或装置并不一定是实施本发明所必须的。

实施例一

如图1所示，本发明实施例一提供了一种三相逆变器的相电压均衡装置，该装置包括：

第一电容C₁、第二电容C₂、第一降压模块、第二降压模块、第三电容C₃、第四电容C₄、逆变桥臂、滤波电感L、电压采集电路、DSP控制器及隔离驱动电路；其中，第一电容和第二电容作为分压电容，第三电容和第四电容作为缓冲电容。

所述第一电容与所述第二电容串连连接，所述第一电容的正极端连接所述三相逆变器直流侧正极；所述第二电容的负极端连接所述第三相逆变器直流侧负极；

所述第三电容与所述第四电容串连连接，所述第三电容的正极端连接所述逆变桥臂的一输入端，所述第四电容的负极端连接所述逆变桥臂的另一输入端；

所述逆变桥臂的输出端连接所述滤波电感的输入端，所述滤波电感的输出端连接所述三相逆变器交流侧负载中性点；

所述第一降压模块，用于稳定所述第三电容的电压；

所述第二降压模块，用于稳定所述第四电容的电压；

所述电压采集电路，用于采集三相逆变器的输出相电压并反馈给所述DSP控制器；

所述DSP控制器，用于接收所述输出相电压信号，并输出调制信号，其中，所述调制信号用于经所述隔离驱动电路放大后调制所述逆变桥臂。

所述第一降压模块和所述第二降压模块均为DC/DC降压模块。

所述第一电容的正极端连接所述第一降压模块的输入端，所述第一降压模块的输出端连接所述第三电容的正极端；所述第二电容的负极端连接所述第二降压模块的输入端，所述第二降压模块的输出端连接所述第四电容的负极端。

所述第一降压模块与所述第三电容并联，所述第二降压模块与所述第四电容并联。

所述逆变桥臂为NPC三电平逆变电路。

具体的，本发明实施例一以NPC三电平逆变电路为例，对三相逆变器的相电压均衡装置的结构及使用方法进行详细说明。

如图2所示，对4个开关管T₁-T₄依次串联，每个开关管并联反向二极管D₁-D₄。2个二极管D₅和D₆串联，再与开关管T₂和T₃并联。二极管D₅和D₆的连接点与开关管T₁的输入端之间接缓冲电容C₃，二极管D₅和D₆的连接点与T₄的输出端之间接缓冲电容C₄。开关管T₃、T₄的连接点，即逆变桥臂的输出中点与滤波电感输入端相连。

两组分压电容C₁和C₂串联，串联的连接点与缓冲电容C₃和C₄的串联连接点相连。缓冲电容上的电压由DC/DC降压模块稳定。两组DC/DC降压模块的输入端分别接在直流侧分压电容C₁和C₂上，输出端接C₃和C₄。

两个DC/DC降压模块将分压电容C₁和C₂上的电压降为逆变桥臂的实际工作电压，可选范围为1/4～1/3，此处降压比选0.27。DC/DC降压模块的作用仅仅是用于维持缓冲电容C3和C4的电压恒定，功率只需满足均衡器线路损耗和开关管损耗即可。

分压电容C₁的正极P和C₂的负极N引出，用于接三相逆变器直流侧正、负极。滤波电感L的输出端F引出，用于接三相逆变器交流侧负载中性点。

分压电容用于提取三相逆变器直流侧中点电压，若已经是分裂电容式逆变器，则分压电容C1和C2可以省略，均衡器的O点接逆变器分裂电容中点即可。

如图4、图5所示，本发明实施例一所述的装置在使用时，逆变器本身的三桥臂采用αβ0坐标系下的双闭环控制，其中电压外环使用比例谐振(proportional resonance，PR)调节器，电流内环使用比例(proportional，P)调节器，并且控制信号由逆变器自身的DSP控制器发出，主要控制逆变器输出电压的正序和负序分量。

该装置的控制采用自身的DSP控制器，不需要与三相逆变器的DSP控制器进行通讯，单独采集输出电压进行电压闭环控制，采用比例谐振调节器结合重复控制的控制策略，实现对输出电压零序分量的独立均衡。

控制方案的步骤如下：

(1)对输出逆变器输出相电压进行采样，并将三相电压相加除以3，求取零序分量；

(2)与给定信号进行比较，得出偏差。均衡器用于抑制零序分量，所以其参考值是0；

(3)对上述偏差运用基波频率次的比例谐振调节器，用于抑制逆变器滤波电感上的电压降。

(4)对(2)所求取的偏差运用三次谐波频率次的谐振调节器，用于补偿逆变器为提高电压利用率而注入的三次谐波分量。

(5)对(2)所求取的偏差运用重复控制调节器，用于补偿其他周期性出现的干扰分量，进一步提高输出电压波形质量。将其运算结果与(3)、(4)所述的比例谐振调节器的输出结果相加，作为均衡器桥臂的调制信号。

(6)将三角波作为载波与调制信号比较产生SPWM，控制均衡器桥臂工作。

所述比例谐振调节器的传递函数满足以下形式：

其中ω为谐振角频率，与逆变器输出的基波频率有关。

所述重复控制调节器的传递函数满足以下形式：

其中L为重复信号周期。

实施例二

如图3所示，本发明实施例二提供了一种三相逆变器的相电压均衡装置，该装置包括：

第一电容C₁、第二电容C₂、第一降压模块、第二降压模块、第三电容C₃、第四电容C₄、逆变桥臂、滤波电感L、电压采集电路、DSP控制器及隔离驱动电路；其中，第一电容和第二电容作为分压电容，第三电容和第四电容作为缓冲电容。

所述第一电容与所述第二电容串连连接，所述第一电容的正极端连接所述三相逆变器直流侧正极；所述第二电容的负极端连接所述第三相逆变器直流侧负极；

所述第三电容与所述第四电容串连连接，所述第三电容的正极端连接所述逆变桥臂的一输入端，所述第四电容的负极端连接所述逆变桥臂的另一输入端；

所述逆变桥臂的输出端连接所述滤波电感的输入端，所述滤波电感的输出端连接所述三相逆变器交流侧负载中性点；

所述第一降压模块，用于稳定所述第三电容的电压；

所述第二降压模块，用于稳定所述第四电容的电压；

所述电压采集电路，用于采集三相逆变器的输出相电压并反馈给所述DSP控制器；

所述DSP控制器，用于接收所述输出相电压信号，并输出调制信号，其中，所述调制信号用于经所述隔离驱动电路放大后调制所述逆变桥臂。

本实施例二与实施例一不同的是，实施例二所述的三相逆变器的相电压均衡装置中所述第一降压模块和所述第二降压模块均为直流电源。

所述第一电容的正极端连接所述第一降压模块的输入端，所述第一降压模块的输出端连接所述第三电容的正极端；所述第二电容的负极端连接所述第二降压模块的输入端，所述第二降压模块的输出端连接所述第四电容的负极端。

所述第一降压模块与所述第三电容并联，所述第二降压模块与所述第四电容并联。

如图4至图5所示，本实施例二同样选NPC三电平逆变电路作为均衡装置的逆变桥臂，选三相两电平逆变器作为电压均衡器的作用对象。

三相逆变器由直流侧电源、直流侧稳压电容C₅、三相半桥逆变电路、三相LC滤波器、三相负载依次连接而成，其中负载按星形连接。

均衡装置的P端接三相逆变器直流侧电源正极，N端接三相逆变器直流侧电源负极，F端接三相负载中性点。

其中，分压电容C₁和C₂个数与参数一致，用于得到逆变器直流侧一半的电压，使均衡装置的参考电压与逆变器参考电压一致。

逆变器本身的三桥臂采用αβ0坐标系下的双闭环控制，其中电压外环使用准比例谐振调节器，传递函数如下所示：

其中ω_c的取值范围为5-15rad/s，ω取314，K_p的取值范围为0.01-0.1，K_R的取值范围为10-30，控制周期为75μs。

αβ0的坐标变换矩阵如下：

均衡装置的控制采用自身的DSP控制器，采用比例谐振调节器结合重复控制的控制策略，实现对输出电压零序分量的独立均衡。

其中比例谐振调节部分包含两个调节器：

基波次的比例谐振控制器：ω_c的取值范围为5-15rad/s，ω取314，K_p的取值范围为0.01-0.1，K_R的取值范围为5-15，控制周期为75μs。

三次谐波次的比例谐振控制器：ω_c的取值范围为5-15rad/s，ω取314，K_p的取值为0，K_R的取值范围为40-60，控制周期为75μs。

所述重复控制调节器在DSP控制的离散系统中，传递函数满足以下形式：

C(z)＝K_r·Z^K；

其中N为一个周期的采样次数，C(z)是补偿系数，Q(z)可以增强系统的稳定性，通常可取0.95。K_r取0.08，N取800，K取4，控制周期为25μs。

综上所述，所述逆变桥臂不仅仅可以为NPC三电平逆变电路，也可以为半桥逆变电路、五电平逆变电路、七电平逆变电路或者其他形式的逆变电路，逆变桥臂的调制策略由于桥臂形式不同各有不同，就算是同一种逆变桥臂也有多种调制方法，本发明重点是其均衡装置的拓扑结构和控制方法。逆变器三桥臂的控制除采用本发明提到的控制策略外，还可以使用任何能达到对输出电压正序和负序分量控制效果的控制策略。

本发明实施例所述的均衡装置可使逆变器输出电压平衡、畸变率小，实现了独立控制，重量轻、电压等级低、损耗小、成本低，对输出电压的不平衡分量尤其是零序分量具有较好的控制效果。具体的：

(1)由于采用低压小功率的DC/DC降压模块或者直流电源，其电压大小最低可达逆变器直流侧电压大小的1/4～1/3，均衡器逆变桥臂的开关管电压等级降低，使均衡器具有体积小、重量轻、电路简单、电压利用率高、损耗小等特点，进而降低了系统成本。

(2)采用比例谐振调节器补偿输出电压的基波和三次谐波分量，采用重复控制调节器补偿输出电压的周期性偏差。该控制策略计算量小，简单易实现。

(3)通过检测三相逆变器输出电压的零序分量作为均衡器电压补偿的依据，与原有三相逆变器不需要进行数据交换，实现了均衡器完全独立的控制，并且方便在必要的时候进行该均衡器的安装和拆除。

(4)使原本不具备不平衡负载工况运行能力的三相三线逆变器，可以带不平衡负载运行甚至只带单相负载运行。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1.一种三相逆变器的相电压均衡装置，其特征在于，包括：

第一电容、第二电容、第一降压模块、第二降压模块、第三电容、第四电容、逆变桥臂、滤波电感、电压采集电路、DSP控制器及隔离驱动电路；

所述第一电容与所述第二电容串连连接，所述第一电容的正极端连接所述三相逆变器的直流侧正极；所述第二电容的负极端连接所述三相逆变器的直流侧负极；

所述第三电容与所述第四电容串连连接，所述第三电容的正极端连接所述逆变桥臂的一输入端，所述第四电容的负极端连接所述逆变桥臂的另一输入端；

所述第一电容和所述第二电容的串连的连接点与所述第三电容和所述第四电容的串连的连接点相连；

所述逆变桥臂的输出端连接所述滤波电感的输入端，所述滤波电感的输出端连接所述三相逆变器交流侧负载中性点；

所述第一降压模块，用于稳定所述第三电容的电压；

所述第二降压模块，用于稳定所述第四电容的电压；

所述电压采集电路，用于采集三相逆变器的输出相电压并反馈给所述DSP控制器；

所述DSP控制器，用于接收所述输出相电压信号，并输出调制信号，其中，所述调制信号用于经所述隔离驱动电路放大后调制所述逆变桥臂；

所述第一降压模块和所述第二降压模块均为DC/DC降压模块；所述第一电容的正极端连接所述第一降压模块的输入端，所述第一降压模块的输出端连接所述第三电容的正极端；所述第二电容的负极端连接所述第二降压模块的输入端，所述第二降压模块的输出端连接所述第四电容的负极端。

2.根据权利要求1所述的三相逆变器的相电压均衡装置，其特征在于：

所述第一降压模块和所述第二降压模块均为直流电源。

3.根据权利要求2所述的三相逆变器的相电压均衡装置，其特征在于：

所述第一降压模块与所述第三电容并联，所述第二降压模块与所述第四电容并联。

4.根据权利要求1或3所述的三相逆变器的相电压均衡装置，其特征在于：

所述逆变桥臂为NPC三电平逆变电路、半桥逆变电路、五电平逆变电路或七电平逆变电路中的一种。

5.一种利用如权利要求1-4任一项所述的装置均衡三相逆变器的相电压的方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤S110：对三相逆变器的输出三相电压进行采样，计算零序分量；

步骤S120：与给定信号进行比较，得出所述零序分量的偏差；

步骤S130：根据所述偏差运用比例谐振调节器抑制所述滤波电感上的电压降；

步骤S140：根据所述偏差运用比例谐振调节器注入三次谐波分量；

步骤S150：运用重复控制调节器根据所述偏差补偿周期性干扰分量，将其运算结果与所述步骤S130、所述步骤S140中的比例谐振调节器的输出结果相加，作为均衡器桥臂的调制信号；

步骤S160：将三角波作为载波与所述调制信号比较产生SPWM，控制所述逆变桥臂工作。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：

所述比例谐振调节器的传递函数满足以下形式：

其中，ω为谐振角频率，与三相逆变器输出的基波频率有关，K_p表示比例系数，K_R表示谐振系数，S为拉普拉斯算子，ω_c表示截止频率；

所述重复控制调节器的传递函数满足以下形式：

其中，L为重复信号周期，e为自然对数的底数。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：

所述步骤S130中的比例谐振调节器为基波频率次的比例谐振调节器；

所述步骤S140中的比例谐振调节器为三次谐波频率次的比例谐振调节器。

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