CN109802584A - 一种可实现交直流侧性能兼顾的三相vsr统一化mpc方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电网电压不平衡条件下可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，包括：PWM整流器主电路和在PWM整流器直流侧增加的2倍频谐波功率补偿电路，分别实现对直流侧2倍频谐波功率和交流侧负序电流的抑制，主电路采用模型预测控制实现交流侧电流三相对称正弦化，抑制交流侧电流负序分量；2倍频谐波功率补偿电路采用模型预测控制在使用小容量电容的情况下对直流侧2次有功功率进行解耦，从而达到直流侧2次谐波电压抑制的控制目标。本发明采用直接功率控制的方法，跟踪α‑β坐标系下的瞬时功率值，避免了设计复杂的电压电流跟踪控制系统，统一化MPC方法避免了针对两个电路的分开控制，具有集成度高、原理简单、响应速度快、鲁棒性强等优点。

Description

一种可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器控制技术领域，具体而言，尤其涉及一种电网不平衡条件下可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法。

背景技术

三相PWM整流器具有网侧电流正弦化、功率因数高、直流侧电压可调和能量双向传输等优良性能，在交流电机传动、有源电力滤波、可再生能源并网等领域得到了广泛应用。目前，针对三相PWM整流器及其拓展应用的大量研究都是基于三相电网平衡的前提条件下开展的，而实际电力系统中三相电网电压往往是不平衡的。因此，为获得更好的运行性能，要求PWM整流器在电网不平衡时能够正常运行，需要设计新的控制策略。

实际中，大功率单相负载的使用、三相系统不对称故障和非全相运行，以及使用非全换位输电线或紧凑型输电线都会造成电网不平衡。此时，如果依旧采用传统电网平衡下的三相PWM整流器控制策略，会导致三相PWM整流器同时出现交流侧负序电流和直流侧2次谐波电压。并且当电网不平衡程度加深时，交流谐波与直流谐波相互影响，产生振荡，甚至会烧坏整流器。此外，振荡过程中会引起较大的损耗，升高工作温度，同时还可能产生噪音，降低电能质量和利用率。

在针对电网电压不平衡时三相PWM整流器的控制策略中，由于PWM整流器拓扑和控制特性固有的限制，无法兼顾交流侧负序电流抑制和直流侧2次谐波电压抑制这两个控制目标。目前，国内外已有学者针对电网不平衡时三相PWM整流器控制问题开展研究，并取得了一定的研究成果。根据现有文献检索，有的方法在功率参考值的基础上增加一个补偿值，根据补偿值抑制直流侧2次谐波电压，但此方法不能同时抑制交流侧电流负序分量，实现交流侧电流三相对称且正弦化；还有的方法提出在直流侧增加额外电路拓扑，同时实现交直流侧的两个控制目标，但此方法控制算法比较复杂，需要对主电路和直流侧附加电路分开控制，设计两个电压电流双闭环控制系统。

发明内容

根据上述提出针对电网电压不平衡条件下传统三相PWM整流器无法兼顾交直流侧性能、PWM整流器主电路和2倍频谐波功率补偿电路分开控制导致控制算法设计复杂的技术问题，而提供一种可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法。本发明主要利用在PWM整流器直流侧增加2倍频谐波功率补偿电路，分别实现对直流侧2倍频谐波功率和交流侧负序电流的抑制，统一化MPC方法避免了针对两个电路的分开控制，简化了控制系统设计，具有集成度高、原理简单、响应速度快、鲁棒性强。

本发明采用的技术手段如下：

一种电网电压不平衡条件下可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，包括PWM整流器主电路和2倍频谐波功率补偿电路，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：利用电压传感器和电流传感器分别采集第k个控制周期主电路中PWM整流器三相不平衡电源电压e_abc(k)、直流侧支撑电容C₀两端电压V_dc(k)和PWM整流器交流侧三相电流i_abc(k)；利用电压传感器和电流传感器分别采集第k个控制周期2倍频谐波功率补偿电路中电容C₁两端电压v_c1(k)和电容C₁电流i_c1(k)；

步骤2：对采集到的PWM整流器三相电源电压e_abc(k)和PWM整流器交流侧三相电流i_abc(k)进行等量Clarke变换得到α-β坐标系下的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)；采用四分之一周期延时法，根据电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)分别计算八个电压电流正负序分量；

步骤3：将α-β坐标系下的电压矢量和电流矢量写成正序分量和负序分量之和的形式，根据瞬时功率理论，整理得到有功功率和无功功率的瞬时表达式；通过令和q₀＝0，计算出交流侧和直流侧相应有功功率和无功功率的参考值和补偿值，进而得到交流侧有功功率给定值和无功功率给定值以及直流侧2倍频谐波功率给定值；

步骤4：根据模型预测控制原理，计算第k+1个控制周期PWM整流器主电路中有功功率预测值、无功功率预测值以及第k+1个控制周期2倍频谐波功率补偿电路中电容功率的预测值；

步骤5：将PWM整流器主电路和2倍频谐波功率补偿电路的模型预测控制算法集成到一个统一化MPC控制器中，并只采用一个目标函数，计算得到每一个控制周期内的最优开关矢量；

步骤6：利用步骤5中得到的最优开关矢量，控制三相PWM整流器的8个功率开关器件，兼顾实现交流侧负序电流抑制和直流侧2次谐波电压抑制的控制目标。

进一步地，所述步骤3中计算交流侧和直流侧相应有功功率和无功功率的参考值和补偿值，进而得到交流侧有功功率给定值和无功功率给定值以及直流侧2倍频谐波功率给定值的具体过程如下：

步骤31：根据瞬时功率理论，整理得到有功功率和无功功率的瞬时表达式为：

其中，p、q表示有功功率、无功功率的瞬时值；p₀、q₀表示有功功率、无功功率的平均值；p₁、q₁表示负序电流引起的2倍频谐波有功功率、无功功率；p₂、q₂表示正序电流引起的2倍频谐波有功功率、无功功率；表示三相电源电压和交流侧三相电流在α-β坐标系下的正序分量；表示三相电源电压和交流侧三相电流在α-β坐标系下的负序分量。

步骤32：令和q₀＝0，代入表达式(1)，利用步骤2所得的八个电压电流正负序分量计算得到有功功率和无功功率的参考值和补偿值：

其中，p_ref、q_ref表示有功功率、无功功率的参考值；p_comp、q_comp表示有功功率、无功功率的补偿值。

为了实现交流侧负序电流抑制，由式(2)可得有功功率的给定值为p^*＝p_ref+p_comp，无功功率的给定值q^*＝q_ref+q_comp；为了同时实现直流侧2次谐波电压抑制，由式(2)可得电容C₁上的2倍频谐波功率给定值为

进一步地，所述步骤4的具体过程如下：

步骤41：对瞬时功率理论公式进行离散化处理，计算得到第k+1个控制周期有功功率和无功功率的预测值：

其中，p(k+1)、q(k+1)表示有功功率和无功功率的预测值。

步骤42：对PWM整流器主电路交流侧数学模型，按照采样周期Ts进行一阶欧拉离散，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)，计算得到第k+1个控制周期交流侧电流的预测值：

其中，u_α(k)、u_β(k)表示交流侧输入电压，通过枚举PWM整流器主电路8组不同的开关矢量，可以得到8组不同的u_α(k)、u_β(k)；

步骤43：联立式(3)、式(4)，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)以及交流侧电流预测值，计算得到第k+1个控制周期有功功率和无功功率的预测值：

其中，假设第k+1个控制周期和第k个控制周期的电网电压相等；

步骤44：对2倍频谐波功率补偿电路进行数学建模：

其中，L_f、C₁表示2倍频谐波功率补偿电路中电感值、电容值；S_d表示2倍频谐波功率补偿电路中S_d的开关函数。

按照采样周期Ts对数学模型进行一阶欧拉离散，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)，计算得到第k+1个控制周期电容功率的预测值：

进一步地，所述步骤5中的最优开关矢量的计算过程如下：

步骤51：根据模型预测控制原理，将步骤3和步骤4中计算得到的交流侧有功功率给定值、无功功率给定值、直流侧2倍频谐波功率给定值和有功功率预测值、无功功率预测值、电容功率的预测值代入统一化模型预测控制目标函数中：

其中，λ表示权重系数；

步骤52：通过枚举PWM整流器主电路8组不同的开关矢量和2倍频谐波功率补偿电路2组不同的开关矢量，计算相应的预测功率值，代入目标函数g中，比较得出使得目标函数g最小的最优开关矢量。

进一步地，所述PWM整流器主电路采用模型预测控制实现交流侧电流三相对称正弦化，抑制交流侧电流负序分量；所述2倍频谐波功率补偿电路采用模型预测控制在使用小容量电容的情况下对直流侧2次有功功率进行解耦，从而达到直流侧2次谐波电压抑制的控制目标。

较现有技术相比，本发明具有以下优点：

1、本发明提供的方法，可以兼顾电网不平衡时PWM整流器交流侧负序电流抑制和直流侧2次谐波电压抑制的控制性能，并能显著减小直流侧支撑电容的容量。

2、本发明提供的统一化模型预测控制策略，具有集成度高、易于实现的特点，避免了针对两个电路的分开控制，简化了控制算法设计。

综上，应用本发明的技术方案针对电网电压不平衡条件下传统三相PWM整流器无法兼顾交直流侧性能的问题，在PWM整流器直流侧增加2倍频谐波功率补偿电路，分别实现对直流侧2倍频谐波功率和交流侧负序电流的抑制；针对PWM整流器主电路和2倍频谐波功率补偿电路分开控制导致控制算法设计复杂的问题，提出了一种可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，采用直接功率控制的方法，跟踪α-β坐标系下的相应瞬时功率值，避免了复杂的电压电流跟踪控制，统一化MPC方法避免了针对两个电路的分开控制，简化了控制系统设计，具有集成度高、原理简单、响应速度快、鲁棒性强等优点。

基于上述理由本发明可在电力电子变换器控制等领域广泛推广。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做以简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为2倍频谐波功率补偿型三相PWM整流器拓扑结构。

图2为统一化模型预测控制流程图。

图3为2倍频谐波功率补偿型三相PWM整流器控制系统原理框图。

图4为电网电压不平衡时三相电压波形。

图5为电网不平衡时传统控制策略下交流侧电流和直流侧电压波形。

图6为统一化模型预测控制策略下交流侧电流和直流侧电压波形。

图7为统一化模型预测控制策略下2倍频谐波功率补偿电路电容电压、电流波形。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

实施例

以A相电压幅值突变为正常值的50％为例，来进行电网电压不平衡条件下2倍频谐波功率补偿型三相PWM整流器控制方法的说明：

如图1所示，本发明提供了一种电网电压不平衡条件下可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，包括PWM整流器主电路(即传统三相PWM整流器拓扑结构)和2倍频谐波功率补偿电路。

一种电网电压不平衡条件下可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，包括如下步骤：

步骤1：利用电压传感器和电流传感器分别采集第k个控制周期主电路中PWM整流器三相不平衡电源电压e_abc(k)、直流侧支撑电容C₀两端电压V_dc(k)和PWM整流器交流侧三相电流i_abc(k)；利用电压传感器和电流传感器分别采集第k个控制周期2倍频谐波功率补偿电路中电容C₁两端电压v_c1(k)和电容C₁电流i_c1(k)；

步骤2：对采集到的PWM整流器三相电源电压e_abc(k)和PWM整流器交流侧三相电流i_abc(k)进行等量Clarke变换得到α-β坐标系下的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)；采用四分之一周期延时法，根据电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)分别计算八个电压电流正负序分量；

步骤3：将α-β坐标系下的电压矢量和电流矢量写成正序分量和负序分量之和的形式，根据瞬时功率理论，整理得到有功功率和无功功率的瞬时表达式；通过令和q₀＝0，计算出交流侧和直流侧相应有功功率和无功功率的参考值和补偿值，进而得到交流侧有功功率给定值和无功功率给定值以及直流侧2倍频谐波功率给定值；

步骤3中计算交流侧和直流侧相应有功功率和无功功率的参考值和补偿值，进而得到交流侧有功功率给定值和无功功率给定值以及直流侧2倍频谐波功率给定值的具体过程如下：

步骤31：根据瞬时功率理论，整理得到有功功率和无功功率的瞬时表达式为：

其中，p、q表示有功功率、无功功率的瞬时值；p₀、q₀表示有功功率、无功功率的平均值；p₁、q₁表示负序电流引起的2倍频谐波有功功率、无功功率；p₂、q₂表示正序电流引起的2倍频谐波有功功率、无功功率；表示三相电源电压和交流侧三相电流在α-β坐标系下的正序分量；表示三相电源电压和交流侧三相电流在α-β坐标系下的负序分量。

步骤32：令和q₀＝0，代入表达式(1)，利用步骤2所得的八个电压电流正负序分量计算得到有功功率和无功功率的参考值和补偿值：

其中，p_ref、q_ref表示有功功率、无功功率的参考值；p_comp、q_comp表示有功功率、无功功率的补偿值。

为了实现交流侧负序电流抑制，由式(2)可得有功功率的给定值为p^*＝p_ref+p_comp，无功功率的给定值q^*＝q_ref+q_comp；不同于采用LC串联谐振电路或并联大电容的无源控制方法，现采用有源方式的2倍频谐波功率补偿电路控制开关电路及储能元件电容C₁，来实现抑制交流端口的谐波功率向直流侧传递的控制目的。为了同时实现直流侧2次谐波电压抑制，由式(2)可得电容C₁上的2倍频谐波功率给定值为

步骤4：根据模型预测控制原理，计算第k+1个控制周期PWM整流器主电路中有功功率预测值、无功功率预测值以及第k+1个控制周期2倍频谐波功率补偿电路中电容功率的预测值；

如图2所示，交直流侧预测值计算过程如下：

步骤41：对瞬时功率理论公式进行离散化处理，计算得到第k+1个控制周期有功功率和无功功率的预测值：

其中，p(k+1)、q(k+1)表示有功功率、无功功率的预测值。

步骤42：对PWM整流器主电路交流侧数学模型，按照采样周期Ts进行一阶欧拉离散，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)，计算得到第k+1个控制周期交流侧电流的预测值：

其中，u_α(k)、u_β(k)表示交流侧输入电压，通过枚举PWM整流器主电路8组不同的开关矢量，可以得到8组不同的u_α(k)、u_β(k)；

步骤43：联立式(3)、式(4)，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)以及交流侧电流预测值，计算得到第k+1个控制周期有功功率和无功功率的预测值：

其中，假设第k+1个控制周期和第k个控制周期的电网电压相等；

步骤44：对2倍频谐波功率补偿电路进行数学建模：

其中，L_f、C₁表示2倍频谐波功率补偿电路中电感值、电容值；S_d表示2倍频谐波功率补偿电路中S_d的开关函数。

按照采样周期Ts对数学模型进行一阶欧拉离散，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)，计算得到第k+1个控制周期电容功率的预测值：

步骤5：利用模型预测控制算法高度灵活的特点，将PWM整流器主电路和2倍频谐波功率补偿电路的模型预测控制算法集成到一个统一化MPC控制器中，并只采用一个目标函数，计算得到每一个控制周期内的最优开关矢量；

如图2所示，步骤5中的最优开关矢量的计算过程如下：

步骤51：根据模型预测控制原理，将步骤3和步骤4中计算得到的交流侧有功功率给定值、无功功率给定值、直流侧2倍频谐波功率给定值和有功功率预测值、无功功率预测值、电容功率的预测值代入统一化模型预测控制目标函数中：

其中，λ表示权重系数；

步骤52：通过枚举PWM整流器主电路8组不同的开关矢量和2倍频谐波功率补偿电路2组不同的开关矢量，计算相应的预测功率值，代入目标函数g中，比较得出使得目标函数g最小的最优开关矢量。

步骤6：利用步骤5中得到的最优开关矢量输入到4个桥臂中，从而兼顾实现交流侧负序电流抑制和直流侧2次谐波电压抑制的控制目标。

作为本发明方法优选的实施方式，利用本发明所述方法在MATLAB/Simulink环境下，电网电压不平衡条件下，进行2倍频谐波功率补偿型三相PWM整流器统一化模型预测控制的仿真。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (5)

1.一种可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，包括PWM整流器主电路和2倍频谐波功率补偿电路，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：在电网电压不平衡条件下，利用电压传感器和电流传感器分别采集第k个控制周期主电路中PWM整流器三相不平衡电源电压e_abc(k)、直流侧支撑电容C₀两端电压V_dc(k)和PWM整流器交流侧三相电流i_abc(k)；利用电压传感器和电流传感器分别采集第k个控制周期2倍频谐波功率补偿电路中电容C₁两端电压v_c1(k)和电容C₁电流i_c1(k)；

步骤2：对采集到的PWM整流器三相不平衡电源电压e_abc(k)和PWM整流器交流侧三相电流i_abc(k)进行等量Clarke变换得到α-β坐标系下的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)；采用四分之一周期延时法，根据电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)分别计算八个电压电流正负序分量；

步骤3：将α-β坐标系下的电压矢量和电流矢量写成正序分量和负序分量之和的形式，根据瞬时功率理论，整理得到有功功率和无功功率的瞬时表达式；通过令和q₀＝0，计算出交流侧和直流侧相应有功功率和无功功率的参考值和补偿值，进而得到交流侧有功功率给定值和无功功率给定值以及直流侧2倍频谐波功率给定值；

步骤4：根据模型预测控制原理，计算第k+1个控制周期PWM整流器主电路中有功功率预测值、无功功率预测值以及第k+1个控制周期2倍频谐波功率补偿电路中电容功率的预测值；

步骤5：将PWM整流器主电路和2倍频谐波功率补偿电路的模型预测控制算法集成到一个统一化MPC控制器中，并只采用一个目标函数，计算得到每一个控制周期内的最优开关矢量；

步骤6：利用步骤5中得到的最优开关矢量，控制三相PWM整流器的8个功率开关器件，兼顾实现交流侧负序电流抑制和直流侧2次谐波电压抑制的控制目标。

2.根据权利要求1所述的可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，其特征在于，所述步骤3中计算交流侧和直流侧相应有功功率和无功功率的参考值和补偿值，进而得到交流侧有功功率给定值和无功功率给定值以及直流侧2倍频谐波功率给定值的具体过程如下：

步骤31：根据瞬时功率理论，整理得到有功功率和无功功率的瞬时表达式为：

其中，p、q表示有功功率、无功功率的瞬时值；p₀、q₀表示有功功率、无功功率的平均值；p₁、q₁表示负序电流引起的2倍频谐波有功功率、无功功率；p₂、q₂表示正序电流引起的2倍频谐波有功功率、无功功率；表示三相电源电压和交流侧三相电流在α-β坐标系下的正序分量；表示三相电源电压和交流侧三相电流在α-β坐标系下的负序分量；

步骤32：令和q₀＝0，代入表达式(1)，利用步骤2所得的八个电压电流正负序分量计算得到有功功率和无功功率的参考值和补偿值：

其中，p_ref、q_ref表示有功功率、无功功率的参考值；p_comp、q_comp表示有功功率、无功功率的补偿值；

为了实现交流侧负序电流抑制，由式(2)可得有功功率的给定值为p^*＝p_ref+p_comp，无功功率的给定值q^*＝q_ref+q_comp；为了同时实现直流侧2次谐波电压抑制，由式(2)可得电容C₁上的2倍频谐波功率给定值为

3.根据权利要求1所述的可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，其特征在于，所述步骤4的具体过程如下：

步骤41：对瞬时功率理论公式进行离散化处理，计算得到第k+1个控制周期有功功率和无功功率的预测值：

其中，p(k+1)、q(k+1)表示有功功率、无功功率的预测值；

步骤42：对PWM整流器主电路交流侧数学模型，按照采样周期Ts进行一阶欧拉离散，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)，计算得到第k+1个控制周期交流侧电流的预测值：

其中，u_α(k)、u_β(k)表示交流侧输入电压，通过枚举PWM整流器主电路8组不同的开关矢量，可以得到8组不同的u_α(k)、u_β(k)；

步骤43：联立式(3)、式(4)，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)以及交流侧电流预测值，计算得到第k+1个控制周期有功功率和无功功率的预测值：

其中，假设第k+1个控制周期和第k个控制周期的电网电压相等；

步骤44：对2倍频谐波功率补偿电路进行数学建模：

其中，L_f、C₁表示2倍频谐波功率补偿电路中电感值、电容值；S_d表示2倍频谐波功率补偿电路中S_d的开关函数；

按照采样周期Ts对数学模型进行一阶欧拉离散，利用步骤2所得的电压矢量e_α(k)、e_β(k)和电流矢量i_α(k)、i_β(k)，计算得到第k+1个控制周期电容功率的预测值：

4.根据权利要求1所述的可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，其特征在于，所述步骤5中的最优开关矢量的计算过程如下：

步骤51：根据模型预测控制原理，将步骤3和步骤4中计算得到的交流侧有功功率给定值、无功功率给定值、直流侧2倍频谐波功率给定值和有功功率预测值、无功功率预测值、电容功率的预测值代入统一化模型预测控制目标函数中：

其中，λ表示权重系数；

步骤52：通过枚举PWM整流器主电路8组不同的开关矢量和2倍频谐波功率补偿电路2组不同的开关矢量，计算相应的预测功率值，代入目标函数g中，比较得出使得目标函数g最小的最优开关矢量。

5.根据权利要求1所述的可实现交直流侧性能兼顾的三相VSR统一化MPC方法，其特征在于，所述PWM整流器主电路采用模型预测控制实现交流侧电流三相对称正弦化，抑制交流侧电流负序分量；所述2倍频谐波功率补偿电路采用模型预测控制在使用小容量电容的情况下对直流侧2次有功功率进行解耦，从而达到直流侧2次谐波电压抑制的控制目标。