CN109768706A - 三电平dc-dc转换器和电路控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种三电平DC‑DC转换器和电路控制方法。其中，通过对三电平DC‑DC转换器对称、合理的电路设计，可在不增加电源成本的前提下，实现三电平双向功率转换，且双向电压可升可降从而达到实现双向的宽电压范围。此外，本发明还可基于三电平DC‑DC转换器并通过开关管的交错控制有效解决现有技术中电感纹波电流过大的问题，有效提高转换器的可靠性，以及通过控制开关管的占空比实现对输入输出电路上的电压的均压调节。

Description

三电平DC-DC转换器和电路控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体而言，涉及一种三电平DC-DC转 换器和电路控制方法。

背景技术

现有的基于双电平DC-DC(Direct Current-Direct Current，直流-直流) 转换器实现高电压DC-DC电源的制造时，无可避免的需要采用高耐压等级 的功率管，从而导致DC-DC电源的设计成本明显增加，而即便已经采用三 电平拓扑的电源产品中，也不可避免的需要额外增加均压电路，同样会导 致DC-DC电源设计成本的增加，并且还会使得DC-DC电源的可靠性下降。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种三电平DC-DC转换器和电路控制方法， 能够有效解决上述问题，降低电源设计成本，提高电源可靠性。

一方面，本发明较佳实施例提供一种三电平DC-DC转换器，所述三电 平DC-DC转换器包括第一转换支路、第二转换支路、第一电感L1和第二 电感L2，所述第一转换支路和第二转换支路均包括第一开关管Q1、第二开 关管Q2、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第一电容(C1)和第二 电容(C2)；

所述第一开关管(Q1)的第一端口与所述第一电容的一端连接、第二 端口与所述第二开关管(Q2)的第一端口连接，所述第一电容(C1)的另 一端与所述第二电容(C2)的一端、所述第二开关管(Q2)的第二端口、 所述第三开关管(Q3)的第一端口分别连接，所述第二开关管(Q2)的第 二端口与所述第二电容(C2)的一端以及所述第三开关管(Q3)的第一端口分别连接，所述第四开关管(Q4)的第一端口与所述第三开关管(Q3) 的第二端口连接、第二端口与所述第二电容(C2)的另一端连接；

所述第一电感(L1)的一端连接于所述第一转换支路中的第一开关管 (Q1)的第二端口与第二开关管(Q2)的第一端口之间、另一端连接于所 述第二转换支路中的第一开关管(Q1)的第二端口与第二开关管(Q2)的 第一端口之间；所述第二电感(L2)的一端连接于所述第一转换支路中的 第三开关管(Q3)的第二端口与第四开关管(Q4)的第一端口之间、另一 端连接于所述第二转换支路中的第三开关管(Q3)的第二端口与第四开关 管(Q4)的第一端口之间；

其中，所述第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、 第四开关管(Q4)分别用于外接驱动信号以控制各开关管的通断状态并使 得所述三电平DC-DC转换器处于升压模式或降压模式。

另一方面，本发明较佳实施例还提供一种电路控制方法，应用于上述 的三电平DC-DC转换器，所述电路控制方法包括：

当所述三电平DC-DC转换器的工作模式为降压模式时，所述驱动单元 向所述第一转换支路和所述第二转换支路中的各开关管提供驱动信号，使 得所述第一转换支路中的第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同占空比 交错180°导通，且所述第二转换支路中的第一开关管(Q1)和第四开关管 (Q4)保持常通状态；

当所述三电平DC-DC转换器的工作模式为升压模式时，所述驱动单元 向所述第一转换支路和所述第二转换支路中的各开关管提供驱动信号，使 得所述第二转换支路中的第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)同占空比 交错180°导通，且所述第一转换支路中的第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)保持常通状态。

与现有技术相比，本发明提供一种三电平DC-DC转换器和电路控制方 法。其中，三电平DC-DC转换器通过对称、合理的电路设计，可在不增加 电源成本的前提下，实现三电平双向功率转换，且双向电压可升可降从而 达到实现双向的宽电压范围。

此外，本发明还可通过对开关管的交错控制有效解决现有技术中电感 纹波电流过大的问题，有效提高转换器的可靠性，以及通过控制开关管的 占空比实现对输入输出电路上的电压的均压调节。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实 施例，并配合所附附图，作详细说明如下。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需 要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些 实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲， 在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为本发明较佳实施例提供的三电平DC-DC转换器的电路结构示意 图。

图2为本发明较佳实施例提供的三电平DC-DC转换器的另一电路结构 示意图。

图3(a)-图3(d)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于降压模 式时的工作原理示意图。

图4(a)-图4(d)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于降压模 式时的另一工作原理示意图。

图5(a)-图5(d)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于降压模 式且源不平衡时的工作原理示意图。

图6(a)-图6(d)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于降压模 式且源不平衡时的另一工作原理示意图。

图7(a)-图7(f)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于降压模 式且负载不平衡时的工作原理示意图。

图8(a)-图8(f)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于降压模 式且负载不平衡时的另一工作原理示意图。

图9(a)-图9(d)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于升压模 式时的工作原理示意图。

图10(a)-图10(d)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于升压 模式时的另一工作原理示意图。

图11(a)-图11(f)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于升压 模式且源不平衡时的工作原理示意图。

图12(a)-图12(f)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于升压 模式且源不平衡时的另一工作原理示意图。

图13(a)-图13(d)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于升压 模式且负载不平衡时的工作原理示意图。

图14(a)-图14(d)为图1中所示的三电平DC-DC转换器处于升压 模式且负载不平衡时的另一工作原理示意图。

图标：10-三电平DC-DC转换器；11-第一转换支路；Q1-第一开关管； Q2-第二开关管；Q3-第三开关管；Q4-第四开关管；C1-第一电容；C2-第二 电容；D1-第一二极管；D2-第二二极管；D3-第三二极管；D4-第四二极管； 12-第二转换支路；Q5-第五开关管；Q6-第六开关管；Q7-第七开关管；Q8- 第八开关管；C3-第三电容；C4-第四电容；L1-第一电感；L2-第二电感；13- 驱动单元；14-微处理器。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本 发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描 述，显然，所描述的实施例只是本发明的一部分实施例，而不是全部的实 施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不 同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限 制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本 发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获 得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一 旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步 定义和解释。在本发明的描述中，术语“第一、第二、第三、第四等仅用于 区分描述，而不能理解为只是或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“相连”、 “连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一 体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以 通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通 技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

本发明实施例提供一种三电平DC-DC转换器10，该三电平DC-DC转 换器10包括第一转换支路11、第二转换支路12、第一电感L1和第二电感 L2，第一转换支路11和第二转换支路12均包括第一开关管Q1、第二开关 管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第一电容C1和第二电容C2。

第一开关管Q1的第一端口与第一电容C1的一端连接、第二端口与第 二开关管Q2的第一端口连接，第一电容C1的另一端与第二电容C2的一 端、第二开关管Q2的第二端口、第三开关管Q3的第一端口分别连接，第 二开关管Q2的第二端口与第二电容C2的一端以及第三开关管Q3的第一 端口分别连接，第四开关管Q4的第一端口与第三开关管Q3的第二端口连 接、第二端口与第二电容C2的另一端连接。

第一电感L1的一端连接于第一转换支路11中的第一开关管Q1的第二 端口与第二开关管Q2的第一端口之间、另一端连接于第二转换支路12中 的第一开关管Q1的第二端口与第二开关管Q2的第一端口之间；第二电感 L2的一端连接于第一转换支路11中的第三开关管Q3的第二端口与第四开 关管Q4的第一端口之间、另一端连接于第二转换支路12中的第三开关管 Q3的第二端口与第四开关管Q4的第一端口之间。

其中，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管 Q4分别用于外接驱动信号以控制各开关管的通断状态并使得三电平 DC-DC转换器10处于升压模式或降压模式。实际实施时，上述的第一开关 管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4可分别采用但不 限于低压导通型MOS管、IGBT管(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘 栅双极型晶体管)等开关管，从而有效降低电路设计成本和电路损耗。本 实施例中，为了对三电平DC-DC转换器10进行详细说明，本实施例在此 以第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4分别 为MOS管，且第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开 关管Q4中的第一端口为漏极、第二端口为源极、第三端口为栅极。

作为一种实施方式，如图1所示，第一开关管Q1的漏极与第一电容 C1的一端连接、源极与第二开关管Q2的漏极连接，第一电容C1的另一端 与第二电容C2的一端、第二开关管Q2的源极、第三开关管Q3的漏极分 别连接，第二开关管Q2的源极与第二电容C2的一端以及第三开关管Q3 的漏极分别连接，第四开关管Q4的漏极与第三开关管Q3的源极连接、源 极与第二电容C2的另一端连接。第一电感L1的一端连接于第一转换支路 11中的第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极之间、另一端连接于 第二转换支路12中的第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极之间； 第二电感L2的一端连接于第一转换支路11中的第三开关管Q3的源极与第 四开关管Q4的漏极之间、另一端连接于第二转换支路12中的第三开关管 Q3的源极与第四开关管Q4的漏极之间。其中，第一开关管Q1的栅极、 第二开关管Q2的栅极、第三开关管Q3的栅极、第四开关管Q4的栅极分 别用于外接驱动信号以控制各开关管的通断状态并使得三电平DC-DC转换 器10处于升压模式或降压模式。

从对上述三电平DC-DC转换器10的描述可以看出，本实施例给出的 三电平DC-DC转换器10在电路结构上具有高度的对称性，从而实现可升 可降的双向输入输出模式，并具有双向宽电压范围。此外，在上述三电平 DC-DC转换器10的工作过程中可采用交错控制的方式，以避免现有技术中 由于DC-DC拓扑电感电流频率与开关管频率相同，导致电感纹波电流较大 的问题，有效减小电感电量，降低电源产品的体积和制造成本。

进一步地，根据三电平DC-DC转换器10的工作场景的不同，第一转 换支路11或/和第二转换支路12还可包括第一二极管D1、第二二极管D2、 第三二极管D3和第四二极管D4。如图2所示，第一二极管D1的阴极与 第一开关管Q1的漏极连接、阳极与第一开关管Q1的源极连接；第二二极 管D2的阴极与第二开关管Q2的漏极连接、阳极与第二开关管Q2的源极连接；第三二极管D3的阴极与第三开关管Q3的漏极连接、阳极与第三开 关管Q3的源极连接；第四二极管D4的阴极与第四开关管Q4的漏极连接、 阳极与第四开关管Q4的源极连接。其中，通过在开关管的漏极和源极之间 并联一个二极管，能够在开关管的通断状态变化频率较高时，避免开关管 自身内置的二极管反向恢复能力较差、开关损耗过高的问题，另外，在开 关管自身未有内置的二极管时，可为开关管提供续流通路，实现续流功能。 可以理解的是，在实际实施时，第一转换支路11和第二转换支路12中的 各开关管可以全部并联一个二极管，也可部分并联，本实施例在此不做限 制。

进一步地，请再次参阅图2，三电平DC-DC转换器10还可包括驱动单 元13和微处理器14，驱动单元13的输入端与微处理器14连接、输出端与 各开关管连接，其中，驱动单元13用于在微处理器14的控制下向各开关 管提供驱动信号以使得各开关管处于关断或开启状态。作为一种实施方式， 驱动单元13设置有与各开关管对应的多个输出端，且该驱动单元13的多 个输出端分别与第一转换支路11中的第一开关管Q1的栅极、第二开关管 Q2的栅极、第三开关管Q3的栅极、第四开关管Q4的栅极以及第二转换 支路12中的第一开关管Q1的栅极、第二开关管Q2的栅极、第三开关管 Q3的栅极、第四开关管Q4的栅极连接，且一一对应。其中，驱动单元13 用于为第一转换支路11中的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管 Q3、第四开关管Q4以及第二转换支路12中的第一开关管Q1、第二开关 管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4提供驱动信号。根据实际需求，通 过驱动单元13为各开关管提供不同的驱动信号以控制对应开关管的通断状 态，进而使得三电平DC-DC转换器10工作于不同模式，如升压(BOOST) 模式、降压(BUCK)模式、升降压源不平衡或负载不平衡状态时的均压调节模式等。需要注意的是，在驱动单元13向开关管提供驱动信号时，该驱 动单元13的输出端不仅可以与开关管的栅极连接，还可同时与开关管的栅 极、源极分别连接，本实施例在此不做限制。

进一步地，当三电平DC-DC转换器10的工作环境中的源(升压源或 降压源)不平衡或者负载不平衡时，需要该三电平DC-DC转换器10工作 于均压调节模式以对电路中的源电压或负载电压进行均压调节。具体地， 针对这一问题，三电平DC-DC转换器10还可包括用于检测第一转换支路 11中的第一电容C1和第二电容C2上的电压的第一电压检测器；第一电压 检测器与微处理器14连接。其中，微处理器14用于根据第一电压检测器 检测并发送的电压，判断第一转换支路11中的第一电容C1上的电压与第 二电容C2上的电压是否平衡，并在不平衡时控制驱动单元13按照第一预 设规则三电平DC-DC转换器10中的各开关管提供驱动信号直到第一转换 支路11中的第一电容C1上的电压与第二电容C2上的电压达到均衡。

另外，三电平DC-DC转换器10还可包括用于检测第二转换支路12中 的第一电容C1和第二电容C2上的电压的第二电压检测器，第二电压检测 器与微处理器14连接。其中，微处理器14用于根据第二电压检测器检测 并发送的电压，判断第二转换支路12中的第一电容C1上的电压与第二电 容C2上的电压是否平衡，并在不平衡时控制驱动单元13按照第二预设规 则向三电平DC-DC转换器10中的各开关管提供驱动信号直到第二转换支 路12中的第一电容C1上的电压与第二电容C2上的电压达到均衡。

在一种可选的实施例中，上述的第一电压检测器和第二电压检测器可 以合并为一个检测器来实现相应的检测功能，实现的功能如上述内容，在 此不再赘述。

在上述给出的三电平DC-DC转换器10中，由于第一转换支路11和第 二转换支路12具有高度的对称性，因此可实现三电平DC-DC转换器10的 双向输入输出，即由第一转换支路11到第二转换支路12的功率流(如由A 端到B端)与由第二转换支路12到第一转换支路11的功率流(如由B端 到A端)的工作原理相同。下面以功率流从A端到B端对三电平DC-DC 转换器10的工作原理进行介绍。应注意的是，为了便于对第一转换支路11 和第二转换支路12中的开关管的描述，在对三电平DC-DC转换器10的工 作原理进行介绍时，可如图3-图14所示，第一转换支路11中的开关管分 别记作第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4， 两个电容分别记作第一电容C1、第二电容C2；第二转换支路12中的开关 管分别记作第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7、第八开关管 Q8，两个电容分别记作第三电容C3、第四电容C4。

(一)当三电平DC-DC转换器10工作于降压模式时，第一转换支路 11中的第一开关管Q1和第四开关管Q4可作为主开关，第二转换支路12 中的第五开关管Q5和第八开关管Q8可作为辅助开关，那么针对正常工作 状态、源不平衡状态和负载不平衡状态这三种模式对处于降压模式的三电 平DC-DC转换器10的工作原理进行介绍。

(1)在正常工作时，可通过驱动单元13控制第一转换支路11中的第 一开关管Q1和第四开关管Q4同占空比交错180°导通以实现交错控制，第 二转换支路12中的第五开关管Q5和第八开关管Q8保持常通，从而减小 电感纹波电流。

例如，请结合参阅图3，假设A端的输入电压为200V，B端输出电压 为120V，即占空比为0.6。其中，在图3(a)-图3(d)中整个过程中，第 五开关管Q5和第八开关管Q8为长通状态，第六开关管Q6和第七开关管 Q7为长关状态，T代表开关周期，那么有：

图3(a)：0-0.1T，第一开关管Q1/第四开关管Q4开通，电感储能；

图3(b)：0.1T-0.5T，第一开关管Q1开通，第四开关管Q4关断，电 感续流；

图3(c)：0.5T-0.6T，第一开关管Q1/第四开关管Q4开通，电感储能。

图3(d)：0.6T-T，第一开关管Q1关断，第四开关管Q4开通，电感 续流。

从上述图3(a)-图3(d)中可以看出，电感电流频率为开关频率两倍， 从而可有效减小电感纹波电流。

又例如，请结合参阅图4，假设A端的输入电压为200V，B端输出电 压为80V，即占空比为0.4。其中，在图4(a)-图4(d)的整个过程中， 第五开关管Q5和第八开关管Q8为长通状态，第六开关管Q6和第七开关 管Q7为长关状态，T代表开关周期，那么有：

图4(a)：0-0.4T，第一开关管Q1开通，第四开关管Q4关断，电感储 能；

图4(b)：0.4T-0.5T，第一开关管Q1/第四开关管Q4关断，电感续流。

图4(c)：0.5T-0.9T，第一开关管Q1关断，第四开关管Q4开通，电 感储能。

图4(d)：0.9T-T，第一开关管Q1/第四开关管Q4关断，电感续流。

从上述图4(a)-图4(d)中也可以看出，电感电流频率为开关频率两 倍，可有效减小电感纹波电流。

(2)在源不平衡时，即当A端口正母线电压(第一电容C1上的电压 U1)高于负母线电压(第二电容C2上的电压U2)时，可通过控制第一开 关管Q1/第四开关管Q4占空比差异，并延长第一开关管Q1占空比，使得 A端口的正半母线相比负半母线的供给能量多，从而经过多个周期后可实 现源平衡调节(源均压调节)，其中，第五开关管Q5/第八开关管Q8保持常通状态。

例如，请结合参阅图5，假设A端口的输入总电压为200V，B端口的 输出总电压为120V，即占空比为0.6，本实施例在此通过A端口正母线的 初始电压为150V，负母线的初始电压为50V来模拟源不平衡并进行源均压 调节的过程。其中，在图5(a)-图5(d)的整个过程中，第五开关管Q5 和第八开关管Q8为长通状态，第六开关管Q6和第七开关管Q7为长关状态，T代表开关周期。那么有：

图5(a)：0-0.05T：第一开关管Q1/第四开关管Q4开通，电感储能。

图5(b)：0.05T-0.5T：第一开关管Q1开通，第四开关管Q4关断，电 感续流。

图5(c)：0.5T-0.65T：第一开关管Q1/第四开关管Q4开通，电感储能。

图5(d)：0.65T-T：第一开关管Q1关断，第四开关管Q4开通，电感 续流。

从上述图5(a)-图5(d)中可以看出，A端口的正半母线 (0.05T+0.45T+0.15T＝0.65T)比负半母线(0.05T+0.15T+0.35T＝0.55T)多出 0.1T能量，那么在多个周期后可使A端口电压平衡，即第一电容C1和第 二电容C2上的电压平衡。同时在整个均压调节过程中供给B端口处的负载 的电流相同，因此这样的均压调节过程不会影响B端口负载的不平衡。

又例如，请结合参阅图6，假设A端口的输入总电压为200V，B端口 的输出总电压为80V，即占空比为0.4，本实施例在此通过以A端口的正母 线的初始电压为150V，负母线初始电压为50V来模拟源不平衡并进行源均 压调节的过程。其中，在图6(a)-图6(d)的整个过程中，第五开关管 Q5和第八开关管Q8为长通状态，第六开关管Q6和第七开关管Q7为长关 状态，T代表开关周期。那么有：

图6(a)：0-0.45T：第一开关管Q1开通，第四开关管Q4关断，电感 储能。

图6(b)：0.45T-0.5T：第一开关管Q1/第四开关管Q4关断，电感续流。

图6(c)：0.5T-0.85T：第一开关管Q1关断，第四开关管Q4开通，电 感储能。

图6(d)：0.85T-T：第一开关管Q1/第四开关管Q4关断，电感续流。

从上述图6(a)-图6(d)中可以看出，A端口的正半母线(0.45T)比负 半母线(0.35T)多出0.1T能量，那么在多个周期后可使A端口的电压平衡， 即第一电容C1和第二电容C2上的电压平衡。同时在整个均压调节过程中 供给B端口处的负载的电流相同，因此这样的均压调节过程不会影响B端 口负载的不平衡。

(3)在负载不平衡时，即当B端口正母线负载高于负母线负载时，即 第三电容C3上的初始电压高于第四电容C4上的初始电压，可通过控制辅 助开关第八开关管Q8的短暂关断，使得B端口的负半母线比正半母线获得 的供给能量少，经过多个周期后来实现负载的平衡调节(负载均压调节)， 其中，第一开关管Q1/第四开关管Q4同占空比交错控制。

例如，请结合参阅图7，假设A端口的输入总电压为200V，B端口输 出总电压为120V，即占空比为0.6，本实施例在此以B端口的正母线负载 5Ω，B端口负母线负载10Ω，即正母线负载大于负母线负载来模拟负载不 平衡并进行负载均压调节的过程。其中，在图7(a)-图7(f)整个过程中， 第五开关管Q5为长通状态，第六开关管Q6都是长关状态，第八开关管 Q8作为调节负载不平衡的开关管需要短时间关断，对应第七开关管Q7短 时间开通，设一个周期中第八开关管Q8关断(第七开关管Q7开通)时间 为0.04T，其中T代表开关周期。那么有：

图7(a)：0-0.08T，第一开关管Q1/第四开关管Q4开通，第七开关管 Q7关断，电感储能。

图7(b)：0.08T-0.1T，第一开关管Q1/第四开关管Q4/第七开关管Q7 开通，仅供给正半负载，电感储能。

图7(c)：0.1T-0.5T，第一开关管Q1开通，第四开关管Q4/第七开关 管Q7关断，电感续流。

图7(d)：0.5T-0.58T，第一开关管Q1/第四开关管Q4开通，第七开关 管Q7关断，电感储能。

图7(e)：0.58T-0.6T，第一开关管Q1/第四开关管Q4/第七开关管Q7 开通，仅供给正半负载，电感储能。

图7(f)：0.6T-T，第一开关管Q1关断，第四开关管Q4开通，第七开 关管Q7关断，电感续流。

从上述图7(a)-图7(f)中可以看出，B端口负半母线少获得0.04T 供给，多个周期后可调节不平衡负载的电压平衡，同时整个过程中A端口 的第一电容C1及第二电容C2的电流相等，因此这样的调节不会引起源的 不平衡。

又例如，请结合参阅图8，假设A端口的输入总电压为200V，B端口 输出总电压为80V，即占空比为0.4，本实施例在此以B端口正母线负载5Ω， B端口负母线负载10Ω，正母线负载大于负母线负载来模拟负载不平衡并 进行负载均压调节的过程。其中，在图8(a)-图8(f)的整个过程中，第 五开关管Q5为长通状态，第六开关管Q6为长关状态；第八开关管Q8作 为调节负载不平衡的开关管需要短时间关断，对应第七开关管Q7短时间开 通，设一个周期中第八开关管Q8关断(第七开关管Q7开通)的时间为 0.04T，其中T代表开关周期。那么有：

图8(a)：0-0.38T，第一开关管Q1开通，第四开关管Q4/第七开关管 Q7关断，电感储能。

图8(b)：0.38T-0.4T，第一开关管Q1/第七开关管Q7开通，第四开关 管Q4关断，仅供给正半负载，电感储能。

图8(c)：0.4T-0.5T，第一开关管Q1/第四开关管Q4/第七开关管Q7 关断，电感续流。

图8(d)：0.5T-0.88T，第一开关管Q1/第七开关管Q7关断，第四开关 管Q4开通，电感储能。

图8(e)：0.88T-0.9T，第四开关管Q4/第七开关管Q7开通，第一开关 管Q1关断，仅供给正半负载，电感储能。

图8(f)：0.9T-T，第一开关管Q1/第四开关管Q4/第七开关管Q7关断， 电感续流。

从上述图8(a)-图8(f)中可以看出，B端口负半母线少获得0.04T 供给，多个周期后可调节不平衡负载的电压平衡，同时整个过程中A端口 第一电容C1及第二电容C2输出的能量相同，因此这样的调节不会引起源 的不平衡。

(二)当三电平DC-DC转换器10工作于升压模式时，第二转换支路 12中的第六开关管Q6和第七开关管Q7可作为主开关，第一转换支路11 中的第一开关管Q1和第四开关管Q4可作为辅助开关，那么针对正常工作 状态、源不平衡状态和负载不平衡状态这三种模式对处于升压模式的三电 平DC-DC转换器10的工作原理进行介绍。

(1)在正常工作时，可通过驱动单元13控制第二转换支路12中的第 六开关管Q6/第七开关管Q7同占空比交错180°导通以实现交错控制，减小 电感纹波电流，第一转换支路11中的第一开关管Q1和第四开关管Q4保 持常通。

例如，请结合参阅图9，假设A端口的输入总电压为200V，B端口的 输出总电压为500V，即占空比为0.6。其中，在图9(a)-图9(d)的整个 过程中，第一开关管Q1/第四开关管Q4都是长通，第二开关管Q2/第三开 关管Q3都是长关，T代表开关周期。那么有：

图9(a)：0-0.1T，第六开关管Q6/第七开关管Q7开通，电感储能；

图9(b)：0.1T-0.5T，第六开关管Q6开通，第七开关管Q7关断，电 感续流；

图9(c)：0.5T-0.6T，第六开关管Q6/第七开关管Q7开通，电感储能；

图9(d)：0.6T-T，第六开关管Q6关断，第七开关管Q7开通，电感 续流。

从上述图9(a)-图9(d)中可以看出，电感电流的频率为开关频率的 两倍，从而有效减小电感纹波电流。

又例如，请结合参阅图10，假设A端口的输入总电压为200V，B端口 的输出总电压为286V，即占空比为0.3。其中，在图10(a)-图10(d)的整 个过程中，第一开关管Q1/第四开关管Q4为长通状态，第二开关管Q2/第 三开关管Q3为长关状态，T代表开关周期。那么有：

图10(a)：0-0.3T，第六开关管Q6开通，第七开关管Q7关断，电感 储能；

图10(b)：0.3T-0.5T，第六开关管Q6/第七开关管Q7关断，电感续流。

图10(c)：0.5T-0.8T，第六开关管Q6关断，第七开关管Q7开通，电 感储能。

图10(d)：0.8T～T，第六开关管Q6/第七开关管Q7关断，电感续流。

从上述图10(a)-图10(d)中可以看出，电感电流的频率为开关频率 的两倍，从而有效减小电感纹波电流。

(2)在源不平衡时，即当A端口正母线电压(第一电容C1上的电压 U1)高于负母线电压(第二电容C2上的电压U2)时，通过控制辅助开关 第四开关管Q4的短暂关断，使得A端口的正半母线相比负半母线的供给 能量多，从而经过多个周期后来实现源平衡调节(源均压调节)，其中，第 六开关管Q6/第七开关管Q7依旧同占空比交错控制。

例如，请结合参阅图11，假设A端口的输入总电压为200V，B端口的 输出总电压为500V，即占空比为0.6，本实施例在此以A端口正母线初始 电压为150V，负母线初始电压为50V来模拟源不平衡并进行源均压调节的 过程。其中，在图11(a)-图11(f)的整个过程中，第一开关管Q1都是 长通状态，第二开关管Q2都是长关状态；第四开关管Q4作为调节源平衡的开关管需要短时间关断，对应第三开关管Q3短时间开通，设一个周期中 第四开关管Q4关断(第三开关管Q3开通)时间为0.04T，T代表开关周 期。那么有：

图11(a)：0-0.08T：第一开关管Q1/第四开关管Q4/第六开关管Q6/ 第七开关管Q7开通，电感储能。

图11(b)：0.08T-0.1T：第一开关管Q1/第六开关管Q6/第七开关管Q7 开通，第四开关管Q4关断，电感储能。

图11(c)：0.1T-0.5T：第一开关管Q1/第四开关管Q4/第六开关管Q6 开通，第七开关管Q7关断，电感续流。

图11(d)：0.5T-0.58T：第一开关管Q1/第四开关管Q4/第六开关管Q6/ 第七开关管Q7开通，电感储能。

图11(e)：0.58T-0.6T：第一开关管Q1/第六开关管Q6/第七开关管Q7 开通，第四开关管Q4关断，电感储能。

图11(f)：0.6T-T：第六开关管Q6关断，第一开关管Q1/第四开关管 Q4/第七开关管Q7开通，电感续流。

从上述图11(a)-图11(f)中可以看出，A端口的正半母线 (0.08T+0.02T+0.4T+0.08T+0.02T+0.4T＝T)相比负半母线 (0.08T+0.4T+0.08T+0.4T＝0.96T)多供给0.04T，从而经过多个周期后可调节 源电压的不平衡，即第一电容C1和第二电容C2上的电压平衡。同时由于 整个过程中B端口的正负母线获得供给一致，因此也不会引起负载的不平 衡。

又例如，请结合参阅图12，假设A端口的输入总电压为200V，B端口 的输出总电压为286V为例，即占空比为0.3，本实施例在此以A端口正母 线初始电压为150V，负母线初始电压为50V来模拟源不平衡并进行源均压 调节的过程。其中，在图12(a)-图12(f)所示的整个过程中，第一开关 管Q1为长通状态，第二开关管Q2为长关状态；第四开关管Q4作为调节源平衡的开关管需要短时间关断，对应的第三开关管Q3短时间开通，设一 个周期中第四开关管Q4关断(第三开关管Q3开通)时间为0.04T，其中T 代表开关周期，那么有：

图12(a)：0-0.28T：第一开关管Q1/第四开关管Q4/第六开关管Q6开 通，第七开关管Q7关断，电感储能。

图12(b)：0.28T-0.3T：第一开关管Q1/第六开关管Q6开通，第四开 关管Q4/第七开关管Q7关断，仅正半母线出能量。

图12(c)：0.3T-0.5T：第一开关管Q1/第四开关管Q4开通，第六开关 管Q6/第七开关管Q7关断，电感续流。

图12(d)：0.5T-0.78T：第一开关管Q1/第四开关管Q4/第七开关管Q7 开通，第六开关管Q6关断，电感储能。

图12(e)：0.78T-0.8T：第一开关管Q1/第七开关管Q7开通，第四开 关管Q4/第六开关管Q6关断，仅正半母线出能量。

图12(f)：0.8T-T：第一开关管Q1/第四开关管Q4开通，第六开关管 Q6/第七开关管Q7关断，电感续流。

从上述图12(a)-图12(f)中可以看出，A端口的正半母线相比负半 母线多供给0.04T，从而经过多个周期后可调节源电压的不平衡，即第一电 容C1和第二电容C2上的电压平衡。同时整个过程中B端口的正负母线获 得供给一致，因此也不会引起负载的不平衡。

(3)在负载不平衡时，即当B端口正母线负载高于负母线负载时，即 第三电容C3上的初始电压高于第四电容C4上的初始电压，可通过控制开 关管第六开关管Q6/第七开关管Q7的占空比差异，如延长第七开关管Q7 占空比，使得B端口的负半母线比正半母线获得的供给能量少，从而经过 多个周期后来实现负载平衡的调节(负载均压)，第一开关管Q1/第四开关 管Q4为常通状态。

例如，请结合参阅图13，假设A端口的输入总电压为200V，B端口的 输出总电压为500V，占空比为0.6，本实施例在此以正母线负载为5Ω，负 母线负载10Ω来模拟负载不平衡并进行负载均压调节的过程。其中，在图 13(a)-图13(d)的整个过程中，第一开关管Q1/第四开关管Q4为长通 状态，第二开关管Q2/第三开关管Q3为长关状态，T代表开关周期，那么 有：

图13(a)：0-0.15T，第六开关管Q6/第七开关管Q7开通，电感储能；

图13(b)：0.15T-0.5T，第六开关管Q6开通，第七开关管Q7关断， 电感续流。

图13(c)：0.5T-0.55T，第六开关管Q6/第七开关管Q7开通，电感储 能。

图13(d)：0.55T-T，第六开关管Q6关断，第七开关管Q7开通，电 感续流。

从上述图13(a)-图13(d)中可以看出，B端口正半母线获得供给时 间为0.45T，B端负半母线获得供给时间为0.35T，即正半母线可获得更多 的能量供给，从而经过多个周期调节后可实现负载不平衡下的输出电压的 平衡调节。同时，在整个调节过程中，A端口处的第一电容C1与第二电容 C2的电流始终一致，因此这样的负载均压调节并不会引起源的不平衡。

又例如，请结合参阅图14，假设A端口的输入总电压为200V，B端口 的输出总电压为286V，即占空比为0.3。本实施例在此以B端口的正半母 线负载为5Ω，负半母线负载10Ω来模拟负载不平衡并进行负载均压调节的 过程。其中，在图14(a)-图14(d)的整个过程中，第一开关管Q1/第四 开关管Q4为长通状态，第二开关管Q2/第三开关管Q3为长关状态，以T代表开关周期，那么有：

图14(a)：0-0.25T，第六开关管Q6开通，第七开关管Q7关断，电感 储能；

图14(b)：0.25T-0.5T，第六开关管Q6/第七开关管Q7关断，电感续 流；

图14(c)：0.5T-0.85T，第六开关管Q6关断，第七开关管Q7开通， 电感储能。

图14(d)：0.85T-T，第六开关管Q6/第七开关管Q7关断，电感续流。

从上述图14(a)-图14(d)中可以看出，B端口处的正半母线获得供 给时间为0.25T+0.35T+0.15T＝0.75T；负半母线获得供给时间为 0.25T+0.25T+0.15T＝0.65T，即正半母线获得更多的能量供给，从而经过多 个周期调节后可实现负载不平衡下输出电压平衡的调节。同时，在整个调 节过程中，A端口处的第一电容C1与第二电容C2的电流始终一致，因此 这样的负载均压调节并不会引起源的不平衡。

可以理解的是，在模拟三电平DC-DC转换器10工作过程中的负载不 均衡时，B端口处的负载为外接负载的等效负载值，本实施例在此不再赘 述。

需要补充说明的是，上述实施例介绍了A端口正母线电压高于负母线 电压(即源不平衡)时的电路控制方法，由于三电平DC-DC转换器10在 电路结构上具有高度的对称性，因此当A端口正母线电压低于负母线电压 时的电路控制方法与其类似，在此不再赘述，请知悉。同理，前述实施例 介绍了当B端口正母线负载高于负母线负载(即负载不平衡)时的电路控 制方法，由于三电平DC-DC转换器10在电路结构上具有高度的对称性， 因此当B端口正母线负载低于负母线负载时的电路控制方法与其类似，在 此不再赘述，请知悉。

进一步地，基于上述三电平DC-DC转换器10的设计和描述，本发明 实施例还给出一种应用于上述三电平DC-DC转换器10的电路控制方法， 该电路控制方法包括：

(1)当三电平DC-DC转换器10的工作模式为降压模式时，驱动单元 13向第一转换支路11和第二转换支路12中的各开关管提供驱动信号，使 得第一转换支路11中的第一开关管Q1和第四开关管Q4同占空比交错180° 导通，且第二转换支路12中的第一开关管Q1和第四开关管Q4保持常通 状态；

(2)当三电平DC-DC转换器10的工作模式为升压模式时，驱动单元 13向第一转换支路11和第二转换支路12中的各开关管提供驱动信号，使 得第二转换支路12中的第二开关管Q2和第三开关管Q3同占空比交错180° 导通，且第一转换支路11中的第一开关管Q1和第四开关管Q4保持常通 状态。

在此需要注意的是，由于电路控制方法具有与三电平DC-DC转换器10 相同的技术特征，因此，关于在三电平DC-DC转换器10处于正常工作状 态下的升压模式或降压模式时的电路控制方法的详细描述，可参照上述对 处于正常工作模式下的三电平DC-DC转换器10的工作原理进行介绍时的 详细描述，本实施例在此不再赘述。

进一步地，假设以第一转换支路11为源端，那么在三电平DC-DC转 换器10处于源电压不平衡时，本发明实施例给出的电路控制方法还可包括 下述电压调整过程，具体见下述步骤S11-S13以及步骤S14-步骤S16。

(1)当三电平DC-DC转换器10的工作模式为降压模式时：

步骤S11，第一电压检测器检测第一转换支路11中的第一电容C1和 第二电容C2上的电压并发送给微处理器14；

步骤S12，微处理器14根据接收到的电压判断第一电容C1和第二电 容C2上的电压是否均衡；若不均衡，则基于第一预设规则向驱动单元13 发送控制信号；

步骤S13，驱动单元13根据控制信号向第一转换支路11中的第一开关 管Q1和第四开关管Q4提供驱动信号以调整第一开关管Q1和第四开关管 Q4的占空比，直到第一转换支路11中的第一电容C1和第二电容C2上的 电压达到均衡。

(2)当三电平DC-DC转换器10的工作模式为升压模式时：

步骤S14，第一电压检测器检测第一转换支路11中的第一电容C1和 第二电容C2上的电压并发送给微处理器14；

步骤S15，微处理器14根据接收到的电压判断第一电容C1和第二电 容C2上的电压是否均衡；若不均衡，则基于第一预设规则向驱动单元13 发送控制信号；

步骤S16，驱动单元13根据控制信号向第一转换支路11中的第四开关 管Q4提供驱动信号以调整第四开关管Q4的关断状态，直到第一转换支路 11中的第一电容C1和第二电容C2上的电压达到均衡。

在此需要注意的是，由于上述步骤S11-步骤S16中给出的电路控制方 法具有与三电平DC-DC转换器10相同或相应的技术特征，因此，关于升 压模式或降压模式下的源不平衡状态的电路控制方法的详细描述，可参照 上述对处于源不平衡状态下的三电平DC-DC转换器10的工作原理进行介 绍时的详细描述。

进一步地，假设以第二转换支路12为负载端，那么在三电平DC-DC 转换器10处于负载不平衡状态时，本发明实施例给出的电路控制方法还可 包括下述电压调整过程，具体见下述步骤S21-S23以及步骤S24-步骤S26。

(1)当三电平DC-DC转换器10的工作模式为降压模式时：

步骤S21，第二电压检测器检测第二转换支路12中的第一电容C1和 第二电容C2上的电压并发送给微处理器14；

步骤S22，微处理器14根据接收到的电压判断第一电容C1和第二电 容C2上的电压是否均衡；若不均衡，则基于第二预设规则向驱动单元13 发送控制信号；

步骤S23，驱动单元13根据控制信号向第二转换支路12中的第四开关 管Q4提供驱动信号以调整第四开关管Q4的关断状态，直到第二转换支路 12中的第一电容C1和第二电容C2上的电压达到均衡。

(2)当三电平DC-DC转换器10的工作模式为升压模式时：

步骤S24，第二电压检测器检测第二转换支路12中的第一电容C1和 第二电容C2上的电压并发送给微处理器14；

步骤S25，微处理器14根据接收到的电压判断第一电容C1和第二电 容C2上的电压是否均衡；若不均衡，则基于第二预设规则向驱动单元13 发送控制信号；

步骤S26，驱动单元13根据控制信号向第二转换支路12中的第二开关 管Q2和第三开关管Q3提供驱动信号以调整第二开关管Q2和第三开关管 Q3的占空比，直到第二转换支路12中的第一电容C1和第二电容C2上的 电压达到均衡。

在此需要注意的是，由于上述步骤S21-步骤S26中给出的电路控制方 法具有与三电平DC-DC转换器10相同或相应的技术特征，因此，对处于 升压模式或降压模式时的负载不平衡状态下的电路控制方法的详细描述， 可参照上述对处于负载不平衡状态下的三电平DC-DC转换器10的工作原 理进行介绍时的详细描述，本实施例在此不再赘述。

综上，本发明提供一种三电平DC-DC转换器10和电路控制方法。其 中，三电平DC-DC转换器10通过对称、合理的电路设计，可在不增加电 源成本的前提下，实现三电平双向功率转换，且双向电压可升可降从而达 到实现双向的宽电压范围。此外，本发明还可通过对开关管的交错控制有 效解决现有技术中电感纹波电流过大的问题，有效提高转换器的可靠性， 以及通过控制开关管的占空比实现对输入输出电路上的电压的均压调节。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明实施例的功能可以 用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布 在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的 现有程序代码或算法来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算 装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的 多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明的功能实 现不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于 本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精 神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明 的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种三电平DC-DC转换器，其特征在于，所述三电平DC-DC转换器包括第一转换支路、第二转换支路、第一电感(L1)和第二电感(L2)，所述第一转换支路和第二转换支路均包括第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第一电容(C1)和第二电容(C2)；

所述第一开关管(Q1)的第一端口与所述第一电容的一端连接、第二端口与所述第二开关管(Q2)的第一端口连接，所述第一电容(C1)的另一端与所述第二电容(C2)的一端、所述第二开关管(Q2)的第二端口、所述第三开关管(Q3)的第一端口分别连接，所述第二开关管(Q2)的第二端口与所述第二电容(C2)的一端以及所述第三开关管(Q3)的第一端口分别连接，所述第四开关管(Q4)的第一端口与所述第三开关管(Q3)的第二端口连接、第二端口与所述第二电容(C2)的另一端连接；

所述第一电感(L1)的一端连接于所述第一转换支路中的第一开关管(Q1)的第二端口与第二开关管(Q2)的第一端口之间、另一端连接于所述第二转换支路中的第一开关管(Q1)的第二端口与第二开关管(Q2)的第一端口之间；所述第二电感(L2)的一端连接于所述第一转换支路中的第三开关管(Q3)的第二端口与第四开关管(Q4)的第一端口之间、另一端连接于所述第二转换支路中的第三开关管(Q3)的第二端口与第四开关管(Q4)的第一端口之间；

其中，所述第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)分别用于外接驱动信号以控制各开关管的通断状态并使得所述三电平DC-DC转换器处于升压模式或降压模式。

2.根据权利要求1所述的三电平DC-DC转换器，其特征在于，所述第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)中的第一端口为漏极、第二端口为源极，所述第一转换支路或/和所述第二转换支路还包括第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)和第四二极管(D4)；

所述第一二极管(D1)的阴极与所述第一开关管(Q1)的漏极连接、阳极与所述第一开关管(Q1)的源极连接；所述第二二极管(D2)的阴极与所述第二开关管(Q2)的漏极连接、阳极与所述第二开关管(Q2)的源极连接；所述第三二极管(D3)的阴极与所述第三开关管(Q3)的漏极连接、阳极与所述第三开关管(Q3)的源极连接；所述第四二极管(D4)的阴极与所述第四开关管(Q4)的漏极连接、阳极与所述第四开关管(Q4)的源极连接。

3.根据权利要求1所述的三电平DC-DC转换器，其特征在于，所述三电平DC-DC转换器还包括驱动单元和微处理器，所述驱动单元的输入端与所述微处理器连接、输出端与各所述开关管连接，其中，所述驱动单元用于在所述微处理器的控制下向各所述开关管提供驱动信号以使得各所述开关管处于关断或开启状态。

4.根据权利要求3所述的三电平DC-DC转换器，其特征在于，所述三电平DC-DC转换器还包括用于检测所述第一转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压的第一电压检测器；所述第一电压检测器与所述微处理器连接；

其中，所述微处理器用于根据所述第一电压检测器检测并发送的电压，判断所述第一转换支路中的第一电容(C1)上的电压与所述第二电容(C2)上的电压是否平衡，并在不平衡时控制所述驱动单元按照第一预设规则向所述三电平DC-DC转换器中的各开关管提供驱动信号直到所述第一转换支路中的第一电容(C1)上的电压与所述第二电容(C2)上的电压达到均衡。

5.根据权利要求4所述的三电平DC-DC转换器，其特征在于，所述三电平DC-DC转换器还包括用于检测所述第二转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压的第二电压检测器，所述第二电压检测器与所述微处理器连接；

其中，所述微处理器用于根据所述第二电压检测器检测并发送的电压，判断所述第二转换支路中的第一电容(C1)上的电压与所述第二电容(C2)上的电压是否平衡，并在不平衡时控制所述驱动单元按照第二预设规则向所述三电平DC-DC转换器中的各开关管提供驱动信号直到所述第二转换支路中的第一电容上的电压与所述第二电容上的电压达到均衡。

6.一种电路控制方法，其特征在于，应用于上述权利要求3-5中任一项所述的三电平DC-DC转换器，所述电路控制方法包括：

当所述三电平DC-DC转换器的工作模式为降压模式时，所述驱动单元向所述第一转换支路和所述第二转换支路中的各开关管提供驱动信号，使得所述第一转换支路中的第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同占空比交错180°导通，且所述第二转换支路中的第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)保持常通状态；

当所述三电平DC-DC转换器的工作模式为升压模式时，所述驱动单元向所述第一转换支路和所述第二转换支路中的各开关管提供驱动信号，使得所述第二转换支路中的第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)同占空比交错180°导通，且所述第一转换支路中的第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)保持常通状态。

7.根据权利要求6所述的电路控制方法，其特征在于，所述三电平DC-DC转换器还包括微处理器和第一电压检测器，所述电路控制方法还包括：

当所述三电平DC-DC转换器的工作模式为降压模式时，所述第一电压检测器检测所述第一转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压并发送给所述微处理器；

所述微处理器根据接收到的电压判断所述第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压是否均衡；若不均衡，则基于第一预设规则向所述驱动单元发送控制信号；

所述驱动单元根据所述控制信号向所述第一转换支路中的第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)提供驱动信号以调整所述第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)的占空比，直到所述第一转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压达到均衡。

8.根据权利要求6所述的电路控制方法，其特征在于，所述三电平DC-DC转换器还包括微处理器和第一电压检测器，所述电路控制方法还包括：

当所述三电平DC-DC转换器的工作模式为升压模式时，所述第一电压检测器检测所述第一转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压并发送给所述微处理器；

所述微处理器根据接收到的电压判断所述第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压是否均衡；若不均衡，则基于第一预设规则向所述驱动单元发送控制信号；

所述驱动单元根据所述控制信号向所述第一转换支路中的第四开关管(Q4)提供驱动信号以调整所述第四开关管(Q4)的关断状态，直到所述第一转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压达到均衡。

9.根据权利要求6所述的电路控制方法，其特征在于，所述三电平DC-DC转换器还包括微处理器和第二电压检测器，所述电路控制方法还包括：

当所述三电平DC-DC转换器的工作模式为降压模式时，所述第二电压检测器检测所述第二转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压并发送给所述微处理器；

所述微处理器根据接收到的电压判断所述第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压是否均衡；若不均衡，则基于第二预设规则向所述驱动单元发送控制信号；

所述驱动单元根据所述控制信号向所述第二转换支路中的第四开关管(Q4)提供驱动信号以调整所述第四开关管(Q4)的关断状态，直到所述第二转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压达到均衡。

10.根据权利要求6所述的电路控制方法，其特征在于，所述三电平DC-DC转换器还包括微处理器和第二电压检测器，所述电路控制方法还包括：

当所述三电平DC-DC转换器的工作模式为升压模式时，所述第二电压检测器检测所述第二转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压并发送给所述微处理器；

所述微处理器根据接收到的电压判断所述第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压是否均衡；若不均衡，则基于第二预设规则向所述驱动单元发送控制信号；

所述驱动单元根据所述控制信号向所述第二转换支路中的第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)提供驱动信号以调整所述第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的占空比，直到所述第二转换支路中的第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压达到均衡。