CN109768705A - 一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法，其包括：根据所述PWM比较器的输出信号以及所述PMOS功率管在预定时间内的状态，判断所述峰值电流模式控制芯片进入开关跳频模式或直通低电流模式；当所述峰值电流模式控制芯片工作于开关跳频模式时，若所述开关降压变换器处于轻载状态，则关断所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块；当所述峰值电流模式控制芯片工作于直通低电流模式时，关断所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块。本发明使开关降压变换器中的峰值电流模式控制芯片可以在开关跳频模式和直通低电流模式之间无缝自动切换，从而使得开关降压变换器在全输入电压范围内都具有极低静态电流，保持极低的静态功耗。
Description
技术领域
本发明涉及一种开关降压变换器(Buck)，尤其涉及一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法。
背景技术
现今社会，智能手机、智能穿戴、平板电脑等移动数码产品蓬勃发展，随着移动数码产品功能的增多，开关降压变换器由于其较高的转换效率而被应用于各种设备中。特别是采用电池供电的系统中，不仅要求较高的工作转换效率，同时，在待机时需要极低的静态电流来有效延长设备的续航能力。
如图1所示，常用的开关降压变换器包括：峰值电流模式控制芯片10、电感L、输出电容COUT和反馈电阻网络，其中，
峰值电流模式控制芯片10包括：
相互连接的PMOS管PM和NMOS管NM，其中，PMOS管PM连接在输入端VIN与节点SW之间，NMOS管NM连接在节点SW与地之间，通过导通和关断PMOS管PM和NMOS管NM即可获得设定的电压；
驱动级电路1，其用于为PMOS管PM和NMOS管NM提供导通和关断的驱动信号，从而使PMOS管PM和NMOS管NM能够反复的导通和关断，该驱动级电路1由逻辑控制电路2控制；
采样电路3，其用于采集PMOS管PM的源极、节点SW和NMOS管NM的源极的电压；
依次连接的误差放大器4、补偿电路5和PWM比较器6、与PWM比较器6的正输入端连接的斜坡生成电路7、与逻辑控制电路2连接的时钟发生器8，以及辅助功能控制单元9，其中，误差放大器4的正输入端接收参考电压VREF，PWM比较器5与逻辑控制电路2连接；
电感L连接在节点SW与输出端VOUT之间，输出电容COUT连接在输出端VOUT与地之间，电感L与输出电容COUT共同组成能量传递和存储元件，以用于得到稳态的输出电压VOUT；
反馈电阻网络连接在输出端VOUT与地之间，其包括相互串联的第一、第二电阻R1、R2，该第一、第二电阻R1、R2的相连处与误差放大器4的负输入端连接。
在上述的开关降压变换器中，当输入电压VIN＞输出电压VOUT(VOUT为设置的输出电压)时，空载时可通过脉冲跳跃周期调制模式(PSM)，在反馈电压VFB(第一、第二电阻R1、R2的相连处的电压)大于参考电压VREF时，跳过一定的周期，可实现轻载待机时极低的静态电流；如图2所示，当输入电压VIN远大于输出电压VOUT时，可达到只有几μA级别的静态电流。
但是当输入电压VIN减小接近输出电压VOUT时，静态电流开始增加，当输入电压VIN<输出电压VOUT后，由于反馈电压VFB永远小于参考电压VREF，PMOS功率管处于常通或最大占空比状态，PSM控制方式通过判断误差放大器的输出电压VCOMP已经不能正确判断哪些模块工作，因此无法再实现PSM模式，使静态电流增大，甚至达到mA级别。
在锂电池供电的设备中，如果输出电压设定在电池的电压范围内就会遇到输入电压VIN<输出电压VOUT的情况，当电池电压低于输出电压VOUT，即电池电量低时，传统的峰值电流模式控制芯片由于反馈电压VFB<参考电压VREF，因此误差放大器的输出电压VCOMP处于最高位，从而使得静态电流变大，由此加快了电池的损耗，当芯片工作于输入电压VIN<输出电压VOUT的情况下时，甚至能达到mA级的静态电流。
现有的解决高静态电流的办法一般是通过一个额外的比较器来检测输出电压和输入电压的电压差，从而判断是否进入输入电压低于设定输出电压(Dropout)的情况后，再通过逻辑控制关掉高耗电模块。但是这种方法需要额外加入了一个除输出电压自身的稳压环路以外的环路，因而使得输出电压无法自动地或者无缝地从进入直通低电流模式或者从直通低电流模式退出，因而使得输出电压会产生比较大的纹波(如图3所示)。
发明内容
为了解决上述现有技术存在的问题，本发明旨在提供一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法，以在输入电压低于设定输出电压时无缝进入直通低电流模式且维持低静态电流。
本发明所述的一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法，其中，所述开关降压变换器包括一峰值电流模式控制芯片，且该峰值电流模式控制芯片中包括：依次连接的一PWM比较器、一逻辑控制电路、一驱动级电路和一PMOS管，所述方法包括以下步骤：
步骤S0，根据所述PWM比较器的输出信号以及所述PMOS功率管在预定时间内的状态，判断所述峰值电流模式控制芯片进入开关跳频模式或直通低电流模式；
步骤S1，当所述峰值电流模式控制芯片工作于开关跳频模式时，若所述开关降压变换器处于轻载状态，则关断所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块；以及
步骤S2，当所述峰值电流模式控制芯片工作于直通低电流模式时，关断所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块。
在上述的在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法中，所述步骤S0包括：
当所述PWM比较器的输出信号为高电平时，所述峰值电流模式控制芯片进入开关跳频模式；
当所述PWM比较器的输出信号为低电平时，若所述PMOS功率管在预定时间内一直处于导通状态，则所述峰值电流模式控制芯片进入直通低电流模式。
进一步地，在所述步骤S1和步骤S2中，通过所述逻辑控制电路关断所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块。
进一步地，所述逻辑控制电路包括：
一D触发器，其D端置为高电平，其时钟端接收一时钟信号，其CLR端接收所述PWM比较器的输出信号；
一第一非门，其输入端与所述D触发器的Q端连接，其输出端产生一轻载判断逻辑信号；
一RS触发器，其S端接收所述时钟信号，其R端接收所述PWM比较器的输出信号；
一计时器，其CLR端与所述RS触发器的Q端连接，其Q端产生一直通低电流模式判断逻辑信号；
一第二非门，其输入端与所述计时器的Q端连接；
一与门，其一个输入端接收所述轻载判断逻辑信号，其另一个输入端与所述第二非门的输出端连接，其输出端用于向所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块提供使能信号；
一第三或非门，其一个输入端与所述RS触发器的Q端连接，其另一个输入端接收所述直通低电流模式判断逻辑信号，其输出端向所述驱动级电路提供一上管驱动信号；以及
一第三非门，其输入端与所述第三或非门的输出端连接，其输出端向所述驱动级电路提供一下管驱动信号。
在上述的在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法中，所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块包括：一与所述PWM比较器连接的斜坡生成电路、一与所述逻辑控制电路连接的时钟发生器、一采样电路、以及一辅助功能控制单元。
由于采用了上述的技术解决方案，本发明使开关降压变换器中的峰值电流模式控制芯片可以在开关跳频模式(PSM)和直通低电流模式之间无缝自动切换，从而使得开关降压变换器在全输入电压范围内都具有极低静态电流，保持极低的静态功耗。本发明优化了芯片检测电路，采用逻辑控制的方法，不会对芯片纹波产生影响，不会影响芯片的正常工作，同时本发明简单可靠，降低了成本，提高芯片的集成度，具有现行其它开关降压稳压器无法比拟的优势。
附图说明
图1是常用的开关降压变换器的结构示意图；
图2是常用的开关降压变换器在整个输入电压范围内静态电流(IQ)的曲线图；
图3是采用现有的解决高静态电流的办法所得到的输入/输出电压的曲线图；
图4是采用本发明的一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法所实现的在整个输入电压范围内静态电流(IQ)的曲线图；
图5是本发明中涉及的开关降压变换器钟逻辑控制电路的部分结构示意图；
图6是本发明中涉及的开关降压变换器处于空载状态并工作在PSM模式下时各关键节点的波形示意图；
图7是本发明中涉及的开关降压变换器在其输入电压VIN从大于输出电压VOUT减小到小于输出电压VOUT时各关键节点的波形示意图。
具体实施方式
下面结合附图，给出本发明的较佳实施例，并予以详细描述。
在本发明，即一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法中，涉及的开关降压变换器的具体结构可如图1所示(此处不再赘述)；本发明的方法包括以下步骤：
步骤S0，根据PWM比较器6的输出信号QA以及PMOS功率管PM在预定时间内的状态，判断峰值电流模式控制芯片10进入开关跳频模式或直通低电流模式；
具体来说，在步骤S0中，当PWM比较器6的输出信号QA为高电平时，无论PMOS功率管PM的状态是导通还是断开，峰值电流模式控制芯片10都进入开关跳频模式；当PWM比较器6的输出信号QA为低电平时，若PMOS功率管PM在预定时间Twait内一直处于导通状态，则峰值电流模式控制芯片10进入直通低电流模式，否则不能进入直通低电流模式；
步骤S1，当峰值电流模式控制芯片10工作于开关跳频模式时，若开关降压变换器处于轻载状态，则通过峰值电流模式控制芯片10中的逻辑控制电路2关断峰值电流模式控制芯片10中不必要的耗电模块(例如：采样电路3、斜坡生成电路7、时钟发生器8和辅助功能控制单元9等，它们在正常工作时需要较大的电流)，以使静态电流下降至预设的目标值(误差放大器4、PWM比较器6、逻辑控制电路2等可以只消耗极小的静态电流就能满足设计需要)；
步骤S2，当峰值电流模式控制芯片10工作于直通低电流模式时，通过峰值电流模式控制芯片10中的逻辑控制电路2关断峰值电流模式控制芯片10中不必要的耗电模块，以使静态电流下降至预设的目标值。
本发明可以通过对峰值电流模式控制芯片10中的逻辑控制电路2进行改进来实现步骤S2和步骤S3；具体来说，如图5所示，逻辑控制电路2包括：
D触发器21，其D端置为高电平，其时钟端接收时钟发生器8输出的时钟信号CLK，其CLR端(清零端)接收PWM比较器6的输出信号QA；
第一非门22，其输入端与D触发器21的Q端连接，其输出端产生轻载判断逻辑信号HLOAD；
RS触发器，其S端接收时钟信号CLK，其R端接收信号QA，具体来说，RS触发器包括：第一或非门23，其一个输入端接收时钟信号CLK，其另一个输入端与第二或非门24的输出端连接，其输出端与第二或非门24的一个输入端连接，第二或非门24的另一个输入端接收信号QA；
计时器25，其CLR端与第二或非门24的输出端(即RS触发器的Q端)连接，其Q端产生直通低电流模式判断逻辑信号PASSON；
第二非门26，其输入端与计时器25的Q端连接；
与门27，其一个输入端接收轻载判断逻辑信号HLOAD，其另一个输入端与第二非门26的输出端连接，其输出端用于向峰值电流模式控制芯片10中不必要的耗电模块提供使能信号；
第三或非门28，其一个输入端与第二或非门24的输出端(即RS触发器的Q端)连接，其另一个输入端接收直通低电流模式判断逻辑信号PASSON，其输出端向驱动级电路1提供上管驱动信号HSGATEON，以控制PMOS管PM的导通或关断；
第三非门29，其输入端与第三或非门28的输出端连接，其输出端向驱动级电路1提供下管驱动信号LSGATEON，以控制NMOS管NM的导通或关断。
上述逻辑控制电路2的工作原理如下：
当输入电压VIN＞输出电压VOUT，峰值电流模式控制芯片10工作于开关跳频模式时，若开关降压变换器处于重载状态，则PMOS管PM反复开关达到稳定输出电压的目的，此时静态电流所占比重可以忽略不计，而当开关降压变换器处于轻载状态时，电感L存储的能量传输到输出端，多余能量使得输出电压VOUT高于设定电压，此时误差放大器4输出的信号VCOMP低于斜坡生成电路7输出的基础斜坡信号VSLOPE的值，因此PWM比较器6的输出信号QA为高电平，从而使得逻辑控制电路2得到轻载判断逻辑信号HLOAD＝0，进而产生使能信号为0，以关掉不必要的耗电模块，即进入省电状态，使静态电流降至目标值；
当输入电压VIN＜输出电压VOUT，峰值电流模式控制芯片10工作于直通低电流模式时，当轻载时，由于输入电压VIN已经不能提供足够的电压使输出电压VOUT达到设定值，此时误差放大器4输出的信号VCOMP高于斜坡生成电路7输出的基础斜坡信号VSLOPE的值，因此PWM比较器6的输出信号QA为低电平，此时如果PMOS管PM持续导通预定时间Twait都未关闭，则峰值电流模式控制芯片10得到直通低电流模式判断逻辑信号PASSON＝1，进而产生使能信号为0，以关掉不必要的耗电模块，而只有极少控制模块工作，使静态电流降至目标值；另外，当峰值电流模式控制芯片10工作于直通低电流模式后，输出电压VOUT等于输入电压VIN减去PMOS管PM的导通压降，此时，PMOS管PM不再开关。
为了使上述两个模式能自由无缝切换，若参考电压VREF<反馈电压VFB，一旦PWM比较器6的输出信号QA＝1，则上管驱动信号HSGATEON＝0，计时器25重置，直通低电流模式判断逻辑信号PASSON立即为0，即，峰值电流模式控制芯片10立即会跳出直通低电流模式，进入开关跳频模式，只有当信号QA＝0后，上管驱动信号HSGATEON＝1，PMOS管PM且再次维持预定时间Twait后(预定时间Twait是为了使两个模式自动无缝切换，因此可设计成任意的时间)，才能重新进入直通低电流模式。
图6示出了当输入电压VIN>输出电压VOUT，峰值电流模式控制芯片10工作于PSM模式时的工作波形。当参考电压VREF>反馈电压VFB时，功率管PM、NM正常开关，芯片10内所有模块都工作，此时芯片10的工作电流较大。但是当PMOS管PM开启时提供的能量大于输出电压VOUT消耗的能量，即输出电压VOUT过冲后，参考电压VREF<反馈电压VFB，VCOMP<VSLOPE，QA＝1，通过D触发器21判断后，轻载判断逻辑信号HLOAD＝0关掉不必要的耗电模块，同时保持上下功率管PM、NM关闭，只消耗极低的静态电流，可实现较低的静态功耗，因为这个时间占主要部分，所以整个时间平均静态电流很小。
图7示出了当输入电压VIN接近输出电压VOUT，模式切换时信号变化的波形，随着输入电压VIN减小，当输入电压VIN小于设定的输出电压VOUT后，参考电压VREF>反馈电压VFB，VCOMP>VSLOPE，QA＝0，轻载判断逻辑信号HLOAD＝1，上管驱动信号HSGATEON＝1，此时PMOS管PM保持常开；上管驱动信号HSGATEON控制计时器25，当PMOS管PM常开维持足够的时间Twait(在此发明中可按需要设定为任意时间)后，进入直通低电流模式，直通低电流模式判断逻辑信号PASSON＝1，关掉其他不必要的耗电模块，只有误差放大器4、PWM比较器6和逻辑控制电路2工作，在空载时，只有很小的静态电流。
综上所述，本发明根据误差放大器的输出信号与基础斜波电压比较后得到的逻辑信号和功率管的工作状态确定峰值电流模式控制芯片工作在开关跳频模式(PSM)或直通低电流模式；当输出欠压时，可通过逻辑判断自动无缝进入直通低电流模式，这时只有极少的模块工作，可实现在空载时极低的静态电流。本发明控制电路器件少，不需要额外的电压比较器环路，避免噪声和模拟器件的失配造成错误判断，成本低、控制方式简单可靠稳定，可准确自动无缝切换峰值电流模式控制芯片的两种工作模式，实现全输入范围内极低的静态电流，有效避免传统的电压控制方法无法无缝自动切换引起输出电压比较大纹波的问题。
以上所述的，仅为本发明的较佳实施例，并非用以限定本发明的范围，本发明的上述实施例还可以做出各种变化。凡是依据本发明申请的权利要求书及说明书内容所作的简单、等效变化与修饰，皆落入本发明专利的权利要求保护范围。本发明未详尽描述的均为常规技术内容。
Claims (5)
1.一种在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法，其中，所述开关降压变换器包括一峰值电流模式控制芯片，且该峰值电流模式控制芯片中包括：依次连接的一PWM比较器、一逻辑控制电路、一驱动级电路和一PMOS管，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
步骤S0，根据所述PWM比较器的输出信号以及所述PMOS功率管在预定时间内的状态，判断所述峰值电流模式控制芯片进入开关跳频模式或直通低电流模式；
步骤S1，当所述峰值电流模式控制芯片工作于开关跳频模式时，若所述开关降压变换器处于轻载状态，则关断所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块；以及
步骤S2，当所述峰值电流模式控制芯片工作于直通低电流模式时，关断所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块。
2.根据权利要求1所述的在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法，其特征在于，所述步骤S0包括：
当所述PWM比较器的输出信号为高电平时，所述峰值电流模式控制芯片进入开关跳频模式；
当所述PWM比较器的输出信号为低电平时，若所述PMOS功率管在预定时间内一直处于导通状态，则所述峰值电流模式控制芯片进入直通低电流模式。
3.根据权利要求1所述的在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法，其特征在于，在所述步骤S1和步骤S2中，通过所述逻辑控制电路关断所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块。
4.根据权利要求3所述的在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法，其特征在于，所述逻辑控制电路包括：
一D触发器，其D端置为高电平，其时钟端接收一时钟信号，其CLR端接收所述PWM比较器的输出信号；
一第一非门，其输入端与所述D触发器的Q端连接，其输出端产生一轻载判断逻辑信号；
一RS触发器，其S端接收所述时钟信号，其R端接收所述PWM比较器的输出信号；
一计时器，其CLR端与所述RS触发器的Q端连接，其Q端产生一直通低电流模式判断逻辑信号；
一第二非门，其输入端与所述计时器的Q端连接；
一与门，其一个输入端接收所述轻载判断逻辑信号，其另一个输入端与所述第二非门的输出端连接，其输出端用于向所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块提供使能信号；
一第三或非门，其一个输入端与所述RS触发器的Q端连接，其另一个输入端接收所述直通低电流模式判断逻辑信号，其输出端向所述驱动级电路提供一上管驱动信号；以及
一第三非门，其输入端与所述第三或非门的输出端连接，其输出端向所述驱动级电路提供一下管驱动信号。
5.根据权利要求1-4中任意一项所述的在开关降压变换器中实现低静态电流的控制方法，其特征在于，所述峰值电流模式控制芯片中不必要的耗电模块包括：一与所述PWM比较器连接的斜坡生成电路、一与所述逻辑控制电路连接的时钟发生器、一采样电路、以及一辅助功能控制单元。
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