CN109713961B - 永磁同步电机控制方法、装置及电子设备 - Google Patents

永磁同步电机控制方法、装置及电子设备 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种永磁同步电机控制方法、装置及电子设备，涉及永磁同步电机技术领域，包括：利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机，若待控制电机的实际转速等于预设转速，则利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小，若减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure DDA0001980560510000011
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。本发明的永磁同步电机控制方法能够在参考旋转坐标系的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure DDA0001980560510000012
轴电流相等时平稳的切换控制模式，缓解了现有技术中永磁同步电机的控制方法低速控制到高速控制切换过程易发生失步的技术问题。

Description

永磁同步电机控制方法、装置及电子设备
技术领域
本发明涉及永磁同步电机技术领域，尤其是涉及一种永磁同步电机控制方法、装置及电子设备。
背景技术
永磁同步电机由于其功率密度高、调速范围宽等优点已经被广泛应用于风机、泵机和电动汽车等领域。为了实现永磁同步电机的高效矢量控制，需要实时获取电机转子的位置和速度信息。而近年来，国内外学者对永磁同步电机无位置传感器控制技术进行了较为深入的研究，无位置传感器控制技术有利于改善永磁同步电机驱动系统的可靠性、简化系统结构、降低运行环境要求。
现有研究成果按照其电机转速的适用范围可分为两种：在低速阶段通常采用高频信号注入法获得转子位置信息，但是当电机运行在低速甚至是零速阶段时，由于电机反电动势基波含量低，难以通过反电动势进行位置信息的提取，传统方法是将不同频率和振幅的高频脉动电压信号注入ABC三相坐标系，提高转子位置估算精度，或者将高频脉振信号注入两相静止坐标系，提高系统稳定性；而对于中高速阶段，现有技术是通过滑模观测器对转子位置进行估算，滑模观测器具有计算简单、当参数变化或外部扰动时鲁棒性强等优点，得到了广泛应用。但是从低速阶段的高频信号注入法切换到中高速阶段的滑模观测器控制过程中电机易发生失步。
综上所述，现有技术中永磁同步电机的控制方法存在低速控制到高速控制切换过程易发生失步的技术问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种永磁同步电机控制方法、装置及电子设备，以缓解现有技术中永磁同步电机的控制方法低速控制到高速控制切换过程易发生失步的技术问题。
第一方面，本发明实施例提供了一种永磁同步电机控制方法，包括：利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态；获取所述待控制电机的实际转速；若所述实际转速与预设转速相等，则利用电流递减斜率切换方法将所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小；判断所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000021
轴电流是否相等；若所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与所述观测旋转坐标系的轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算所述待控制电机转子的转速和所述转子的位置，并控制所述待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。
第二方面，本发明实施例还提供一种永磁同步电机控制装置，包括：低速控制模块，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态；获取模块，用于获取所述待控制电机的实际转速；计算模块，若所述实际转速与预设转速相等，则利用电流递减斜率切换方法将所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小；比较模块，用于判断所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000023
轴电流是否相等；高速控制模块，若所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与所述观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000024
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算所述待控制电机转子的转速和所述转子的位置，并控制所述待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。
第三方面，本发明实施例还提供了一种电子设备，包括存储器、处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述第一方面中所述的方法的步骤。
第四方面，本发明实施例还提供了一种具有处理器可执行的非易失的程序代码的计算机可读介质，所述程序代码使所述处理器执行上述第一方面中所述的方法。
在本发明实施例中，首先，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，然后，获取待控制电机的实际转速，若实际转速与预设转速相等，则利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小，最后，判断I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000031
轴电流是否相等，若I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000032
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。该方法能够在I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流减小至与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000033
轴电流相等时平稳的切换待控制电机的控制模式，缓解了现有技术中永磁同步电机的控制方法低速控制到高速控制切换过程易发生失步的技术问题。
本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种永磁同步电机控制方法的流程图；
图2为本发明实施例提供的一种永磁同步电机控制方法的控制框图；
图3为本发明实施例提供的一种定子电流扩展滑模观测器的数学模型示意图；
图4为本发明实施例提供的一种饱和函数曲线图；
图5为本发明实施例提供的一种待控制电机启动时参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的相位关系示意图；
图6为本发明实施例提供的一种待控制电机运行时参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的相位关系示意图；
图7为本发明实施例提供的一种准备切换控制模式时参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的相位关系示意图；
图8为本发明实施例提供的一种准备切换控制模式过程中参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的相位关系示意图；
图9为本发明实施例提供的一种控制模式切换结束时参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的相位关系示意图；
图10为本发明实施例提供的一种准备切换控制模式的过程的实现示意图；
图11为本发明实施例提供的一种参考旋转坐标系的q*轴电流的递减斜率取不同值时参考旋转坐标系的q*轴电流
Figure BDA0001980560490000051
随时间变化的情况示意图；
图12为本发明实施例提供的一种参考旋转坐标系的q*轴电流的递减斜率取不同值时参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的角度差θs随时间变化的情况示意图；
图13为本发明实施例提供的一种待控制电机在参考旋转坐标系下的q*轴电流的变化过程示意图；
图14为本发明实施例提供的一种永磁同步电机控制装置的示意图；
图15为本发明实施例提供的一种电子设备的示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一：
图1是根据本发明实施例的一种永磁同步电机控制方法，如图1所示，该方法包括如下步骤：
步骤S11，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态；
本发明方法的控制框图请参考图2，待控制电机在低速运行时，采用I/F控制模式，使待控制电机运行在转速开环，电流闭环的状态，下文中将对I/F控制模式的具体内容进行详细介绍。
步骤S12，获取待控制电机的实际转速；
待控制电机的启动过程应该是平滑的加速过程，当电机的实际转速到达预设转速时，需要准备切换控制模式，所以在待控制电机在运行时，需要实时获取待控制电机的实际转速，下文中将对获取待控制电机的实际转速的过程进行详细描述。
步骤S13，若实际转速与预设转速相等，则利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小；
具体的，获取到待控制电机的实际转速后，将实际转速与预设转速进行比较，如果实际转速达到预设转速，则利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小，下文中将对利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小的具体过程进行详细介绍，作为一个优选的方案，本发明中预设转速为150r/min，本发明不对预设转速的取值进行具体限定，用户可以根据实际需求进行设定。
步骤S14，判断I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000061
轴电流是否相等；
步骤S15，若I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000062
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。
具体的，在将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小的过程中，需判断I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与定子电流扩展滑模观测器确定的观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000063
轴电流是否相等，若相等，则从I/F控制模式切换至定子电流扩展滑模观测器的控制模式，利用定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。下文中将对定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的过程进行详细介绍。
在本发明实施例中，首先，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，然后，获取待控制电机的实际转速，若实际转速与预设转速相等，则利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小，最后，判断I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000071
轴电流是否相等，若I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000072
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。该方法能够在I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流减小至与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000073
轴电流相等时平稳的切换待控制电机的控制模式，缓解了现有技术中永磁同步电机的控制方法低速控制到高速控制切换过程易发生失步的技术问题。
上文中对本发明的永磁同步电机控制方法的控制过程进行了简要的描述，下面对控制方法中采用的定子电流扩展滑模观测器的数学模型进行详细介绍。
在一个可选的实施方式中，定子电流扩展滑模观测器的数学模型包括：基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器、低通滤波器和带有消除转子转速影响环节的锁相环，其中，基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器、低通滤波器和带有消除转子转速影响环节的锁相环依次连接，并且饱和函数处理器和低通滤波器的输出信号反馈至基于扩展反电动势模型滑模观测器，其中，带有消除转子转速影响环节的锁相环的传递函数表示为：
Figure BDA0001980560490000081
饱和函数处理器中的饱和函数表示为：
Figure BDA0001980560490000082
低通滤波器中的滤波函数表示为：
Figure BDA0001980560490000083
y＝sat(x)，
Figure BDA0001980560490000084
表示带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子位置，θe表示观测反电动势中所包含转子位置，kp表示带有消除转子转速影响环节的锁相环中PI控制器的比例参数，ki表示带有消除转子转速影响环节的锁相环中PI控制器的积分参数，s表示经过拉普拉斯变换后的变量复数，k表示饱和函数的增益系数，x表示减法器的输出电流，E0表示饱和函数的边界层厚度，ωc表示低通滤波器的截止频率。
具体的，定子电流扩展滑模观测器的数学模型请参考图3，为了有效抑制传统滑模观测器的抖振，提高观测精度，通过将反电动势估算值反馈引入到定子电流观测计算中，降低滤波对反电动势估计幅值的影响，采用饱和函数代替传统的开关函数，控制饱和函数的边界层厚度，抑制抖振，同时采用带有消除转子转速影响环节的锁相环消除转子转速影响，对转子速度，转子位置进行估计，提高观测精度。
表贴式永磁同步电机在两相静止坐标系下的电流方程为：
Figure BDA0001980560490000085
其中，uα表示待控制电机在α轴上的定子电压，uβ表示待控制电机在β轴上的定子电压，iα表示待控制电机在α轴上的定子电流，iβ表示待控制电机在β轴上的定子电流，Rs表示定子电阻，Ls表示定子电感，eα表示待控制电机在α轴上的扩展反电动势，eβ表示待控制电机在β轴上的扩展反电动势，ωr表示转子的角速度，ψf表示转子磁链，θe表示观测反电动势中所包含转子位置。
为了降低滤波对反电动势估计幅值的影响，定子电流观测值计算时将饱和函数处理器和低通滤波器的输出信号反馈至基于扩展反电动势模型滑模观测器，进一步的，由基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器和低通滤波器组成的数学模型可表示为：
Figure BDA0001980560490000091
其中，uα表示待控制电机在α轴上的定子电压，uβ表示待控制电机在β轴上的定子电压，
Figure BDA0001980560490000092
表示待控制电机在α轴上的定子电流观测量，
Figure BDA0001980560490000093
表示待控制电机在β轴上的定子电流观测量，Rs表示定子电阻，Ls表示定子电感，
Figure BDA0001980560490000094
表示待控制电机在α轴上的扩展反电动势观测量，
Figure BDA0001980560490000095
表示待控制电机在β轴上的扩展反电动势观测量，Zα表示α轴上的定子电流滑模观测误差经饱和函数处理后的输出量，Zβ表示β轴上的定子电流滑模观测误差经饱和函数处理后的输出量。
上述内容是对由基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器和低通滤波器组成的数学模型进行了简要的结构描述，下面将对其中涉及的具体处理过程进行详细介绍。
具体的，将采集到的待控制电机在α轴上的定子电压uα和待控制电机在β轴上的定子电压uβ输入基于扩展反电动势模型滑模观测器，得到待控制电机在α轴上的定子电流观测量
Figure BDA0001980560490000096
和待控制电机在β轴上的定子电流观测量
Figure BDA0001980560490000097
采集待控制电机在α轴上的定子电流iα和待控制电机在β轴上的定子电流iβ，利用减法器分别将α轴与β轴上的定子电流观测量与定子电流实际值做差，得到α轴上的定子电流滑模观测误差
Figure BDA0001980560490000101
β轴上的定子电流滑模观测误差
Figure BDA0001980560490000102
将定子电流滑模观测误差为0时定义为滑模面
Figure BDA0001980560490000103
当扩展滑模观测器达到滑模面时，待控制电机的扩展反电动势观测量将收敛到实际值，从而可以计算出转子磁链角。
得到α轴与β轴的定子电流滑模观测误差后，利用饱和函数处理器将定子电流滑模观测误差进行进一步的处理，参考图4，饱和函数处理器中的饱和函数表示为：
Figure BDA0001980560490000104
其中，k表示饱和函数的增益系数，E0表示饱和函数的边界层厚度，则饱和函数处理器的输出值可表示为
Figure BDA0001980560490000105
饱和函数的边界层厚度较大时，对抖振的抑制能力越强，但饱和函数的边界层的厚度过大将影响滑模观测器的响应速度，降低系统对参数变化和外部扰动的鲁棒性，因此，选择饱和函数的边界层厚度时，在能满足抑制滑模抖振的前提下，尽可能减小饱和函数的边界层厚度E0，作为一个优选的方案，本发明中饱和函数的边界层厚度E0取值为0.5。
经饱和函数处理器处理后，将饱和函数处理器的输出量
Figure BDA0001980560490000106
进行低通滤波，低通滤波器中的滤波函数表示为：
Figure BDA0001980560490000107
y＝sat(x)，所以，低通滤波器的输出
Figure BDA0001980560490000108
其中，
Figure BDA0001980560490000109
表示待控制电机在α轴上的扩展反电动势观测量，
Figure BDA00019805604900001010
表示待控制电机在β轴上的扩展反电动势观测量，作为一个优选的方案，本发明中低通滤波器的截止频率ωc＝0.1，本发明不对低通滤波器的截止频率的取值进行具体限定，用户可以根据实际需求进行设定。
上文中对基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器和低通滤波器组成的数学模型进行了详细的描述，下面对带有消除转子转速影响环节的锁相环的结构进行详细介绍。
当采样比较低时，滑模观测器抖振还是比较明显，采用锁相环结构来计算转子速度和转子位置，根据扩展滑模观测器得到的扩展反电动势获取转子位置误差信号
Figure BDA0001980560490000111
其中，ωr表示转子的角速度，ψf表示转子磁链，θe表示扩展反电动势观测量中所包含的转子位置，
Figure BDA0001980560490000112
表示带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子位置。
传统的锁相环结构中，将误差信号Δe直接经过PI调节之后可得到转子转速，再将转子转速进行积分进而得到转子位置，所以，传统锁相环的传递函数为
Figure BDA0001980560490000113
其中，ke＝ψfωr包含转速信息，影响锁相环估算性能。
本发明中在传统锁相环中加入消除转子转速影响的环节，如图3所示的定子电流扩展滑模观测器的数学模型中的锁相环结构，在得到误差信号Δe后，将误差信号Δe进行消除转子转速影响的处理，得到处理后的误差信号
Figure BDA0001980560490000114
该环节能够有效消除转子转速的影响，提高观测精度，Δe'经过PI调节后得到观测的转子转速
Figure BDA0001980560490000115
再将转子转速
Figure BDA0001980560490000116
进行积分进而得到观测的转子位置
Figure BDA0001980560490000117
综上，带有消除转子转速影响环节的锁相环的传递函数表示为：
Figure BDA0001980560490000118
上文中对定子电流扩展滑模观测器的数学模型进行了详细的介绍，在利用定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置时，待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。
具体的，电流闭环的结构中，参考图2，把iqref和idref分别与待控制电机实际检测的定子电流iq和id相比较，得到两相旋转坐标系的q轴电流差与两相旋转坐标系的d轴电流差，然后经过电流PI调节，输出两相旋转坐标系的q轴参考电压uqref和两相旋转坐标系的d轴参考电压udref，再经过park反变换，得到两相静止坐标系下的电压值uαref和uβref，送入六路SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制)控制器中，SVPWM控制器通过确定电压uαref和uβref的合成矢量位于空间电压矢量所围成的六个扇区的哪一个扇区内，选择合适的零矢量并计算该扇区两相邻电压矢量以及零矢量各自占用的时间，得到PWM信号的占空比，将产生的PWM信号送入逆变桥驱动待控制电机运转，通过测量待控制电机定子两相电流，经坐标变换clark变换和park变换后，得到待控制电机实际检测的定子电流iq和id的电流闭环。
定子电流扩展滑模观测器控制待控制电机运行时，两相旋转坐标系的d轴参考电流idref＝0，将给定参考转速ωref与定子电流扩展滑模观测器观测到的待控制电机的实际转速
Figure BDA0001980560490000121
相比较，得到转速差值，经过转速PI调节后输出的电流作为两相旋转坐标系的q轴参考电流iqref，将带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子位置
Figure BDA0001980560490000122
作为电流闭环结构中的park变换与park反变换的转子位置。
上文中对定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的过程进行了详细的描述，下面对利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机的过程进行详细介绍。
在一个可选的实施方式中，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态包括如下步骤：
步骤S21，利用预定位方法，将待控制电机转子预定位到两相静止坐标系的α轴，且使I/F控制模式下的参考旋转坐标系滞后转子的观测旋转坐标系90度；
具体的，在待控制电机启动时，要预先知道转子位置，这样才能避免在启动过程中出现待控制电机失步或转子位置突变的现象，本发明采用的是预定位的方法，在I/F控制开始前通入直流，将待控制电机转子位置预定位到两相静止坐标系的α轴，参考图5所示，开始时为了减小电机转速波动，电机更容易拖入同步，使I/F控制模式下的参考旋转坐标系滞后转子的观测旋转坐标系90度。
步骤S22，获取I/F控制模式下的参考电流iqref和idref，其中，
Figure BDA0001980560490000131
idref＝0，iqref表示两相旋转坐标系的q轴参考电流，
Figure BDA0001980560490000132
表示参考旋转坐标系的q*轴电流，idref表示两相旋转坐标系的d轴参考电流；
步骤S23，获取I/F控制模式下的参考转速ωref，参考转速ωref通过斜坡发生器发出给定转速信号
Figure BDA0001980560490000133
从图2中可以看出，I/F控制需要获取待控制电机的参考转速与两相旋转坐标系的q轴参考电流，I/F控制模式中，两相旋转坐标系的d轴参考电流idref＝0，两相旋转坐标系的q轴参考电流
Figure BDA0001980560490000134
Figure BDA0001980560490000135
表示参考旋转坐标系的q*轴电流，获取给定参考转速ωref后，需经过斜坡发生器处理得到给定转速信号
Figure BDA0001980560490000136
其中，给定转速信号
Figure BDA0001980560490000137
是不断增大的。
步骤S24，将iqref、idref和ωref输入I/F控制模型以使待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，其中，I/F控制模型中坐标变换时转子的参考位置由给定转速信号
Figure BDA0001980560490000141
进行积分获得。
具体的，上文中在介绍定子电流扩展滑模观测器观测控制待控制电机运行的具体过程中已经详细介绍过电流闭环的结构，此处不再赘述。
转速开环结构中，由图2可知，将斜坡发生器发出的给定转速信号
Figure BDA0001980560490000142
进行积分得到I/F控制模式下参考的转子位置
Figure BDA0001980560490000143
进而为电流闭环结构中的park变换与park反变换提供转子位置信息。
综上所述，待控制电机在低速运行时，反电动势基波含量低，基于反电动势无位置算法的位置估测器不能获得精确稳定的位置和速度信号，只能对系统进行电流闭环控制，所以I/F控制时待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，通过选择合适的流频比实现待控制电机的控制，采用电流闭环控制，能够有效避免过电流的发生。
I/F控制开始前，参考旋转坐标系滞后转子的观测旋转坐标系90度，正常运行时观测旋转坐标系，两相静止坐标系和参考旋转坐标系的关系如图6所示，I/F控制模式确定的参考旋转坐标系与观测旋转坐标系有一个角度差θs。
表贴式永磁同步电机在两相旋转坐标系下的转矩公式为：
Figure BDA0001980560490000144
机械动态方程为：
Figure BDA0001980560490000145
其中，Te表示电磁转矩，p表示电机极对数，iq表示定子电流轴分量，ψf表示转子磁链，J表示转动惯量，TL表示负载转矩，ωe表示转子速度，θe表示观测反电动势中所包含转子位置。
从上文中的描述以及图6可知，
Figure BDA0001980560490000146
其中，
Figure BDA0001980560490000147
表示观测旋转坐标系中
Figure BDA0001980560490000148
轴电流，
Figure BDA0001980560490000149
表示参考旋转坐标系的q*轴电流，θs表示参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的角度差，当待控制电机负载转矩增加时，为了达到平衡运行，电磁转矩将增加，待控制电机转子减速，从而参考旋转坐标系与观测旋转坐标系之间的角度差θs减小；同理，当待控制电机负载减小时，θs增加，因此，待控制电机运行拥有抗扰动的能力，这一性质就是“转矩-功角自平衡”。
待控制电机的启动过程应为平滑的加速过程，定义待控制电机的加速度为kω，则
Figure BDA0001980560490000151
可以看出，待控制电机的加速度是可调的，由于电机在启动过程中具有“转矩-功角自平衡”的特性，因此系统是有抗扰动能力的，电机给定的参考旋转坐标系的q*轴电流
Figure BDA0001980560490000152
越大，越能满足不同负载条件下的启动，加速度越小时，
Figure BDA0001980560490000153
的变化率越低，越不容易失步，也就意味着待控制电机的抗扰动能力越强，若用TLmax表示此过程中待控制电机所能承受的最大负载转矩，加速度kω应该满足
Figure BDA0001980560490000154
上文中对利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机的过程进行了详细的描述，下面对获取待控制电机的实际转速的过程进行详细介绍。
在一个可选的实施方式中，获取待控制电机的实际转速包括如下步骤：
步骤S31，获取待控制电机的α轴上的定子电压uα，β轴上的定子电压uβ，α轴上的定子电流iα，β轴上的定子电流iβ；
步骤S32，将uα、uβ、iα和iβ输入定子电流扩展滑模观测器，将带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子转速
Figure BDA0001980560490000155
作为待控制电机的实际转速。
具体的，待控制电机在运转过程中，定子电流扩展滑模观测器观测到的转子转速
Figure BDA0001980560490000156
作为转子实际转速，上文中在介绍定子电流扩展滑模观测器的数学模型时，已经对定子电流扩展滑模观测器基于待控制电机在α轴上的定子电压uα，β轴上的定子电压uβ，α轴上的定子电流iα，β轴上的定子电流iβ确定待控制电机的实际转速
Figure BDA0001980560490000161
的过程进行了详细的介绍，此处不再赘述。
上文中对获取待控制电机的实际转速的过程进行了详细的描述，下面对利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小的过程进行详细介绍。
在一个可选的实施方式中，利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小包括以下内容：
基于算式
Figure BDA0001980560490000162
确定参考旋转坐标系减小后的q*轴电流
Figure BDA0001980560490000163
其中，
Figure BDA0001980560490000164
表示参考旋转坐标系减小后的q*轴电流，
Figure BDA0001980560490000165
表示参考旋转坐标系的q*轴电流，
Figure BDA0001980560490000166
表示参考旋转坐标系的q*轴电流的递减斜率，
Figure BDA0001980560490000167
表示准备切换控制模式过程中
Figure BDA0001980560490000168
每阶段的减少量，Δt表示准备切换控制模式过程中每阶段的作用时间，t0表示准备切换控制模式时的时间。
具体的，待控制电机在运行过程中，当定子电流扩展滑模观测器观测到的待控制电机的实际转速与预设转速相等时，需要准备切换控制模式，从上文的描述可知，
Figure BDA0001980560490000169
其中，
Figure BDA00019805604900001610
表示观测旋转坐标系中
Figure BDA00019805604900001611
轴电流，
Figure BDA00019805604900001612
表示参考旋转坐标系的q*轴电流，θs表示参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的角度差，如果在控制模式切换过程中，θs突然减小，会引起电流的突变，这样操作会导致切换的失败，严重的情况下会导致待控制电机失步。
切换开始时，两相静止坐标系、参考旋转坐标系与观测旋转坐标系如图7所示，参考旋转坐标系与观测旋转坐标系存在角度差θs，根据“转矩-功角自平衡”原理，当
Figure BDA00019805604900001613
逐渐减小时，待控制电机的电磁转矩对负载自适应的能力会使待控制电机达到新的转矩平衡状态，
Figure BDA00019805604900001614
在
Figure BDA00019805604900001615
轴上的分量保持不变，θs就会逐渐减小，当
Figure BDA0001980560490000171
与
Figure BDA0001980560490000172
接近时，θs也会接近于零，如图8所示，控制模式切换的准备过程实质就是夹角减小到零的过程，待控制电机为了使电磁转矩与负载转矩保持平衡，会保持
Figure BDA0001980560490000173
轴电流不变，逐渐减小
Figure BDA0001980560490000174
的过程中，q*轴逐渐接近于
Figure BDA0001980560490000175
轴，当接近重合时就可以进行切换，切换结束时参考旋转坐标系与观测旋转坐标系的位置关系请参考图9。
本发明的电流递减斜率切换方法是将
Figure BDA0001980560490000176
进行阶段性减小，准备切换控制模式过程中
Figure BDA0001980560490000177
每阶段的减少量为
Figure BDA0001980560490000178
准备切换控制模式过程中每阶段的作用时间为Δt，整个准备切换控制模式的过程的实现请参考图10，则参考旋转坐标系的q*轴电流的递减斜率为
Figure BDA0001980560490000179
然后基于算式
Figure BDA00019805604900001710
确定参考旋转坐标系减小后的q*轴电流
Figure BDA00019805604900001711
其中，
Figure BDA00019805604900001712
表示参考旋转坐标系减小后的q*轴电流，t0表示准备切换控制模式时的时间。
在电流
Figure BDA00019805604900001713
和角度差θs一定的前提下，参考旋转坐标系的q*轴电流的递减斜率为
Figure BDA00019805604900001714
越大，θs越快的趋近于零，切换过程耗时越短，
Figure BDA00019805604900001715
越小θs越慢的趋近于零，切换过程耗时越长，所以
Figure BDA00019805604900001716
较大时控制模式切换过程的时间短，自平衡过程中引起的震荡比较明显，在接近切换点时容易引起电机失步，但是
Figure BDA00019805604900001717
也不是越大越好，图11与图12给出了在
Figure BDA00019805604900001718
取不同值时，
Figure BDA00019805604900001719
和θs的变化情况，图中从左到右
Figure BDA00019805604900001720
的取值分别为4、3、2、1和0.5。当
Figure BDA00019805604900001721
较大时，
Figure BDA00019805604900001722
和θs不能准确的同时到达切换点，在切换时也会有转矩和转速震荡，因此，作为一个优选的方案，本发明中
Figure BDA00019805604900001723
Δt＝0.0125，此时切换准备过程缓慢，可以认为转子转速不变，能够实现平稳切换。
在一个可选的实施方式中，该方法还包括：
若I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流大于观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000181
轴电流，则返回执行利用电流递减斜率切换方法将减小后的q*轴电流进行阶段性减小的过程。
具体的，在准备切换控制模式过程中是将
Figure BDA0001980560490000182
进行阶段性减小，每减小一阶段就要将减小后的q*轴电流
Figure BDA0001980560490000183
与定子电流扩展滑模观测器确定的观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000184
轴电流
Figure BDA0001980560490000185
进行对比，如果
Figure BDA0001980560490000186
大于
Figure BDA0001980560490000187
则需要返回执行利用电流递减斜率切换方法将减小后的q*轴电流进行阶段性减小的过程，直至I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流
Figure BDA0001980560490000188
与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000189
轴电流
Figure BDA00019805604900001810
相等，在实际操作中，系统不能十分准确的在θs＝0时立即切换，为了保证切换顺利进行，在θs未达到0但接近于0的时候就进行切换，作为一个优选的方案，本发明选取θs＝5°时进行切换，但是由于I/F控制模式时，待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，也就意味着θs的值是无法直接获取的，只能得到反馈电流的值，所以，当
Figure BDA00019805604900001811
时进行切换，本发明不对切换时的角度差进行限定，用户可以根据实际需求进行设定。
图13示出了待控制电机在参考旋转坐标系下的q*轴电流的变化过程，0～t1时刻，采用I/F控制模式启动待控制电机，此时参考旋转坐标系的q*轴电流为
Figure BDA00019805604900001812
t1～t2时刻为切换控制模式的准备过程，逐渐减小参考旋转坐标系的q*轴电流，在t2时刻减小为
Figure BDA00019805604900001813
此时
Figure BDA00019805604900001814
与定子电流扩展滑模观测器控制下观测的电流
Figure BDA00019805604900001815
差别较小，可以进行控制模式的切换，t2时刻后由定子电流扩展滑模观测器控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态，所以在t2时刻参考旋转坐标系下的q*轴电流会有一段从
Figure BDA0001980560490000191
变为
Figure BDA0001980560490000192
的过程。
综上所述，本发明的永磁同步电机控制方法具有以下优点：
1.电流递减斜率切换方法能够实现从低速阶段的转速开环、电流闭环的I/F控制到中高速阶段的转速、电流双闭环的定子电流扩展滑模观测器矢量控制之前的平稳切换，有效的缓解了现有技术中永磁同步电机的控制方法低速控制到高速控制切换过程易发生失步的技术问题。
2.本发明采用的定子电流扩展滑模观测器能够有效的改善传统的扩展滑模观测器的抖振问题，能够在中高速转速范围内以较高的精度实现转子位置观测。
3.本发明的方法能够使待控制电机在全转速范围内均具有良好的性能，对负载变化具有较强的鲁棒性，提高了系统的抗干扰能力。
4.本发明所构建的永磁同步电机复合控制结构，能够实现待控制电机从启动到中高速运行的全转速无位置传感器控制。
实施例二：
本发明实施例还提供了一种永磁同步电机控制装置，该永磁同步电机控制装置主要用于执行本发明实施例上述内容所提供的永磁同步电机控制方法，以下对本发明实施例提供的永磁同步电机控制装置做具体介绍。
图14是根据本发明实施例的一种永磁同步电机控制装置的示意图，如图14所示，该永磁同步电机控制装置主要包括：低速控制模块10，获取模块20，计算模块30，比较模块40，高速控制模块50，其中：
低速控制模块10，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态；
获取模块20，用于获取待控制电机的实际转速；
计算模块30，若实际转速大于预设转速，则利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小；
比较模块40，用于判断I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000201
轴电流是否相等；
高速控制模块50，若I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000202
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。
在本发明实施例中，首先，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，然后，获取待控制电机的实际转速，若实际转速与预设转速相等，则利用电流递减斜率切换方法将I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小，最后，判断I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000203
轴电流是否相等，若I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000204
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算待控制电机转子的转速和转子的位置，并控制待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态。该方法能够在I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流减小至与观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000205
轴电流相等时平稳的切换待控制电机的控制模式，缓解了现有技术中永磁同步电机的控制方法低速控制到高速控制切换过程易发生失步的技术问题。
定子电流扩展滑模观测器的数学模型包括：基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器、低通滤波器和带有消除转子转速影响环节的锁相环，其中，基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器、低通滤波器和带有消除转子转速影响环节的锁相环依次连接，并且饱和函数处理器和低通滤波器的输出信号反馈至基于扩展反电动势模型滑模观测器，其中，带有消除转子转速影响环节的锁相环的传递函数表示为：
Figure BDA0001980560490000211
饱和函数处理器中的饱和函数表示为：
Figure BDA0001980560490000212
低通滤波器中的滤波函数表示为：
Figure BDA0001980560490000213
y＝sat(x)，
Figure BDA0001980560490000214
表示带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子位置，θe表示观测反电动势中所包含转子位置，kp表示带有消除转子转速影响环节的锁相环中PI控制器的比例参数，ki表示带有消除转子转速影响环节的锁相环中PI控制器的积分参数，s表示经过拉普拉斯变换后的变量复数，k表示饱和函数的增益系数，x表示减法器的输出电流，E0表示饱和函数的边界层厚度，ωc表示低通滤波器的截止频率。
可选地，低速控制模块还用于：利用预定位方法，将待控制电机转子预定位到两相静止坐标系的α轴，且使I/F控制模式下的参考旋转坐标系滞后转子的观测旋转坐标系90度；获取I/F控制模式下的参考电流iqref和idref，其中，
Figure BDA0001980560490000215
idref＝0，iqref表示两相旋转坐标系的q轴参考电流，
Figure BDA0001980560490000216
表示所述参考旋转坐标系的q*轴电流，idref表示两相旋转坐标系的d轴参考电流；获取I/F控制模式下的参考转速ωref，参考转速ωref通过斜坡发生器发出给定转速信号
Figure BDA0001980560490000217
将iqref、idref和ωref输入I/F控制模型以使待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，其中，I/F控制模型中坐标变换时转子的参考位置由给定转速信号
Figure BDA0001980560490000218
进行积分获得。
可选地，获取模块还用于：获取待控制电机的α轴上的定子电压uα，β轴上的定子电压uβ，α轴上的定子电流iα，β轴上的定子电流iβ；将uα、uβ、iα和iβ输入定子电流扩展滑模观测器，将带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子转速
Figure BDA0001980560490000221
作为待控制电机的实际转速。
可选地，计算模块还用于：基于算式
Figure BDA0001980560490000222
确定参考旋转坐标系减小后的q*轴电流
Figure BDA0001980560490000223
其中，
Figure BDA0001980560490000224
表示参考旋转坐标系减小后的q*轴电流，
Figure BDA0001980560490000225
表示参考旋转坐标系的q*轴电流，
Figure BDA0001980560490000226
表示参考旋转坐标系的q*轴电流的递减斜率，
Figure BDA0001980560490000227
表示准备切换控制模式过程中
Figure BDA0001980560490000228
每阶段的减少量，Δt表示准备切换控制模式过程中每阶段的作用时间，t0表示准备切换控制模式时的时间。
可选地，该装置还用于：若I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流大于观测旋转坐标系的
Figure BDA0001980560490000229
轴电流，则返回执行利用电流递减斜率切换方法将减小后的q*轴电流进行阶段性减小的过程。
实施例三：
本发明实施例提供了一种电子设备，参考图15，该电子设备包括：处理器60，存储器61，总线62和通信接口63，所述处理器60、通信接口63和存储器61通过总线62连接；处理器60用于执行存储器61中存储的可执行模块，例如计算机程序。
其中，存储器61可能包含高速随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)，也可能还包括非不稳定的存储器(non-volatile memory)，例如至少一个磁盘存储器。通过至少一个通信接口63(可以是有线或者无线)实现该系统网元与至少一个其他网元之间的通信连接，可以使用互联网，广域网，本地网，城域网等。
总线62可以是ISA总线、PCI总线或EISA总线等。所述总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图15中仅用一个双向箭头表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
其中，存储器61用于存储程序，所述处理器60在接收到执行指令后，执行所述程序，前述本发明实施例任一实施例揭示的流过程定义的装置所执行的方法可以应用于处理器60中，或者由处理器60实现。
处理器60可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器60中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。上述的处理器60可以是通用处理器，包括中央处理器(Central Processing Unit，简称CPU)、网络处理器(Network Processor，简称NP)等；还可以是数字信号处理器(Digital SignalProcessing，简称DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，简称ASIC)、现成可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，简称FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。可以实现或者执行本发明实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。结合本发明实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译码处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器61，处理器60读取存储器61中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。
本发明实施例所提供的进行永磁同步电机控制方法、装置及电子设备的计算机程序产品，包括存储了处理器可执行的非易失的程序代码的计算机可读存储介质，所述程序代码包括的指令可用于执行前面方法实施例中所述的方法，具体实现可参见方法实施例，在此不再赘述。
除非另外具体说明，否则在这些实施例中阐述的部件和步骤的相对步骤、数字表达式和数值并不限制本发明的范围。所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统和装置的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。
附图中的流程图和框图显示了根据本发明的多个实施例的系统、方法和计算机程序产品的可能实现的体系架构、功能和操作。在这点上，流程图或框图中的每个方框可以代表一个模块、程序段或代码的一部分，所述模块、程序段或代码的一部分包含一个或多个用于实现规定的逻辑功能的可执行指令。也应当注意，在有些作为替换的实现中，方框中所标注的功能也可以以不同于附图中所标注的顺序发生。例如，两个连续的方框实际上可以基本并行地执行，它们有时也可以按相反的顺序执行，这依所涉及的功能而定。也要注意的是，框图和/或流程图中的每个方框、以及框图和/或流程图中的方框的组合，可以用执行规定的功能或动作的专用的基于硬件的系统来实现，或者可以用专用硬件与计算机指令的组合来实现。
另外，在本发明实施例的描述中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些通信接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个处理器可执行的非易失的计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，包括：
利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态；
获取所述待控制电机的实际转速；
若所述实际转速与预设转速相等，则利用电流递减斜率切换方法将所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小；
判断所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure FDA0002460498130000011
轴电流是否相等；
若所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与所述观测旋转坐标系的
Figure FDA0002460498130000012
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算所述待控制电机转子的转速和所述转子的位置，并控制所述待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态；
其中，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态包括：
利用预定位方法，将所述待控制电机转子预定位到两相静止坐标系的α轴，且使I/F控制模式下的参考旋转坐标系滞后所述转子的观测旋转坐标系90度；
获取所述I/F控制模式下的参考电流iqref和idref，其中，
Figure FDA0002460498130000013
idref＝0，iqref表示两相旋转坐标系的q轴参考电流，
Figure FDA0002460498130000014
表示所述参考旋转坐标系的q*轴电流，idref表示两相旋转坐标系的d轴参考电流；
获取所述I/F控制模式下的参考转速ωref，所述参考转速ωref通过斜坡发生器发出给定转速信号
Figure FDA0002460498130000021
将iqref、idref和ωref输入I/F控制模型以使所述待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，其中，所述I/F控制模型中坐标变换时转子的参考位置由所述给定转速信号
Figure FDA0002460498130000022
进行积分获得。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述定子电流扩展滑模观测器的数学模型包括：基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器、低通滤波器和带有消除转子转速影响环节的锁相环，其中，所述基于扩展反电动势模型滑模观测器、所述减法器、所述饱和函数处理器、所述低通滤波器和所述带有消除转子转速影响环节的锁相环依次连接，并且所述饱和函数处理器和所述低通滤波器的输出信号反馈至所述基于扩展反电动势模型滑模观测器，其中，所述带有消除转子转速影响环节的锁相环的传递函数表示为：
Figure FDA0002460498130000023
所述饱和函数处理器中的饱和函数表示为：
Figure FDA0002460498130000024
所述低通滤波器中的滤波函数表示为：
Figure FDA0002460498130000025
y＝sat(x)，
Figure FDA0002460498130000026
表示所述带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子位置，θe表示观测反电动势中所包含转子位置，kp表示所述带有消除转子转速影响环节的锁相环中PI控制器的比例参数，ki表示所述带有消除转子转速影响环节的锁相环中PI控制器的积分参数，s表示经过拉普拉斯变换后的变量复数，k表示所述饱和函数的增益系数，x表示所述减法器的输出电流，E0表示所述饱和函数的边界层厚度，ωc表示低通滤波器的截止频率。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，获取所述待控制电机的实际转速包括：
获取所述待控制电机的α轴上的定子电压uα，β轴上的定子电压uβ，α轴上的定子电流iα，β轴上的定子电流iβ；
将uα、uβ、iα和iβ输入所述定子电流扩展滑模观测器，将所述带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子转速
Figure FDA0002460498130000031
作为所述待控制电机的实际转速。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，利用电流递减斜率切换方法将所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小包括：
基于算式
Figure FDA0002460498130000032
确定所述参考旋转坐标系减小后的q*轴电流
Figure FDA0002460498130000033
其中，
Figure FDA0002460498130000034
表示所述参考旋转坐标系减小后的q*轴电流，
Figure FDA0002460498130000035
表示所述参考旋转坐标系的q*轴电流，
Figure FDA0002460498130000036
表示所述参考旋转坐标系的q*轴电流的递减斜率，
Figure FDA0002460498130000037
表示准备切换控制模式过程中
Figure FDA0002460498130000038
每阶段的减少量，Δt表示准备切换控制模式过程中每阶段的作用时间，t0表示准备切换控制模式时的时间。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
若所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流大于所述观测旋转坐标系的
Figure FDA0002460498130000041
轴电流，则返回执行利用电流递减斜率切换方法将所述减小后的q*轴电流进行阶段性减小的过程。
6.一种永磁同步电机控制装置，其特征在于，包括：
低速控制模块，利用I/F控制模式控制低速运行时的待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态；
获取模块，用于获取所述待控制电机的实际转速；
计算模块，若所述实际转速与预设转速相等，则利用电流递减斜率切换方法将所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系的q*轴电流进行阶段性减小；
比较模块，用于判断所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与观测旋转坐标系的
Figure FDA0002460498130000042
轴电流是否相等；
高速控制模块，若所述I/F控制模式下的参考旋转坐标系减小后的q*轴电流与所述观测旋转坐标系的
Figure FDA0002460498130000043
轴电流相等，则利用定子电流扩展滑模观测器估算所述待控制电机转子的转速和所述转子的位置，并控制所述待控制电机运行在转速闭环、电流闭环的状态；
其中，所述低速控制模块用于：
利用预定位方法，将所述待控制电机转子预定位到两相静止坐标系的α轴，且使I/F控制模式下的参考旋转坐标系滞后所述转子的观测旋转坐标系90度；
获取所述I/F控制模式下的参考电流iqref和idref，其中，
Figure FDA0002460498130000044
idref＝0，iqref表示两相旋转坐标系的q轴参考电流，
Figure FDA0002460498130000045
表示所述参考旋转坐标系的q*轴电流，idref表示两相旋转坐标系的d轴参考电流；
获取所述I/F控制模式下的参考转速ωref，所述参考转速ωref通过斜坡发生器发出给定转速信号
Figure FDA0002460498130000051
将iqref、idref和ωref输入I/F控制模型以使所述待控制电机运行在转速开环、电流闭环的状态，其中，所述I/F控制模型中坐标变换时转子的参考位置由所述给定转速信号
Figure FDA0002460498130000052
进行积分获得。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述定子电流扩展滑模观测器的数学模型包括：基于扩展反电动势模型滑模观测器、减法器、饱和函数处理器、低通滤波器和带有消除转子转速影响环节的锁相环，其中，所述基于扩展反电动势模型滑模观测器、所述减法器、所述饱和函数处理器、所述低通滤波器和所述带有消除转子转速影响环节的锁相环依次连接，并且所述饱和函数处理器和所述低通滤波器的输出信号反馈至所述基于扩展反电动势模型滑模观测器，其中，所述带有消除转子转速影响环节的锁相环的传递函数表示为：
Figure FDA0002460498130000053
所述饱和函数处理器中的饱和函数表示为：
Figure FDA0002460498130000054
所述低通滤波器中的滤波函数表示为：
Figure FDA0002460498130000055
y＝sat(x)，
Figure FDA0002460498130000056
表示所述带有消除转子转速影响环节的锁相环输出的转子位置，θe表示观测反电动势中所包含转子位置，kp表示所述带有消除转子转速影响环节的锁相环中PI控制器的比例参数，ki表示所述带有消除转子转速影响环节的锁相环中PI控制器的积分参数，s表示经过拉普拉斯变换后的变量复数，k表示所述饱和函数的增益系数，x表示所述减法器的输出电流，E0表示所述饱和函数的边界层厚度，ωc表示低通滤波器的截止频率。
8.一种电子设备，包括存储器、处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述权利要求1至5中任一项所述的方法的步骤。
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