CN109690706B - 隔离变压器 - Google Patents

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Abstract

提供一种用于数据通信系统的隔离传输线变压器(ITLT)，所述变压器包括：实质上平坦的基底，其由电绝缘材料形成，具有相对的第一表面和第二表面；第一端口，其由设置于所述基底的一个部分的两个分开的端子形成；第二端口，其由设置于所述基底的第二部分的两个分开的端子形成；第一导线，其串联连接至所述第一端口并且设置为单回路；第二导线，其与所述第一导线电性隔离并且串联连接至所述第二端口，所述第二导线被设置为取向与所述第一导线实质上相反的单回路；其中所述第一端口和第二端口以及至少部分的所述第一导线和第二导线被设置在所述基底的表面上；以及芯，其设置于所述第一端口与所述第二端口之间，用以覆盖大部分的所述第一导线和所述第二导线。

Description

隔离变压器
技术领域
本发明涉及隔离变压器，尤其是(但非排他性的)涉及隔离传输线变压器(TLT)，其至少一部分被设置于实质平坦的基底上，例如印刷电路板(PCB)或柔性PCB，用以在数据通信电路或系统内使用。本发明还涉及构造隔离变压器的方法。
背景技术
数据通信与测量设备通常需要将宽带信号耦合至传输线以及从传输线耦合宽带信号，其中对一些直流以及低频进行隔离，例如用以拒绝共模信号，例如“接地回路”中的电源哼声。出于这种目的，通常使用直流隔离变压器。
然而，通常公认的是，这样的已知变压器的寄生电抗将由于引入损失以及失配而限制可以通过传输线通信的可用频率上限(fU)。此外，频率下限(fL)将由分流电抗所限制，以使其难以将比率fU/fL增加至超过某些极限(通常100,000)。因此，对可获得的整体带宽有限制。
另一形式的变压器为传输线变压器(TLT)，在传输线变压器中，用于变压器绕组的电线(wire)的物理性质被考虑以及设置，以便还形成传输线的一部分。
现在，仅传统隔离变压器被用于局域网及广域网(LAN及WAN)，并且以其目前的形式，由于以上特性，这些限制了带宽并且因此不利于优化例如高速网络、光纤主干及光纤网络的潜在益处。
TLT的其他信息被描述于以下文献中：Sevick,J.,传输线变压器(TransmissionLine Transformers),贵族出版公司(Noble Publishing Corp.),第四版,2001，但该参考文献没有提到隔离TLT。
US8456267公开了一种表现出高阻抗端口的隔离TLT，通常用以将模拟无线电设备耦合至高阻抗天线，而没有明显的损失。
US7924130公开了一种隔离磁性装置，其具有单个端口并且具有多个绕组，后者将上限频率限制到2GHz的估算运行值。其中所公开的装置具有一些缺点，在于其对于例如在单独的以太网通道之间以及从装置到装置的稳定传输，除了产生性能变化以外，可能无法满足隔离以及返回损失规范。
以上所提及的类型的变压器通常需要手动装配，这限制了生产规模。此外，上限带宽受限于多个绕组，从而获得的带宽通常不超过2GHz，这限制了数据速度。另外，可能需要共模数据扼流圈(choke)。
发明内容
广义来说，提供一种用于数据通信的隔离传输线变压器(ITLT)，ITLT设置有连接至相应第一绕组和第二绕组的第一端口和第二端口，这些端口彼此直流隔离。
根据一个方面，提供一种用于数据通信的隔离变压器，所述变压器包括：
实质上平坦的基底，其由电绝缘材料形成，具有相对的第一表面和第二表面；
第一端口，其由设置于所述基底的一个部分处的两个分开的端子形成；
第二端口，其由设置于所述基底的第二部分的两个分开的端子形成；
第一导线(conductor)，其串联连接至所述第一端口并且被设置为单回路；
第二导线，其与所述第一导线电性隔离并且串联连接至所述第二端口，所述第二导线被设置为取向与所述第一导线实质上相反的单回路；
其中所述第一导线和第二导线的至少一部分以及所述第一端口和第二端口被设置在所述基底的一个或多个表面上；和
芯，其被设置于所述第一端口与所述第二端口之间，用以覆盖所述第一导线和所述第二导线的大部分。
根据第二方面，提供一种用于数据通信系统的隔离变压器，所述变压器包括：
平坦的基底，其由电绝缘材料形成，具有相对的第一表面和第二表面以及实质上相对的边缘；
第一端口，其由位于或靠近第一边缘的两个分开的端子形成；
第二端口，其由位于或靠近实质上相对的第二边缘的两个分开的端子形成；
切口部分，其位于所述第一端口和所述第二端口之间的基底中；
芯，其被设置于所述切口部分中，所述芯具有第一端部和第二端部，所述第一端部和第二端部具有在所述端部之间延伸的第一通道和第二通道；和
大致U型的第一导电路径和第二导电路径，其分别串联连接至所述第一端口和所述第二端口，所述路径彼此电性隔离并且每个路径包括：(i)在所述基底表面上的第一迹线和第二迹线，其从它们的相应端口端子朝向所述芯的一个端部延伸，(ii)电线对，其连接至所述第一迹线和所述第二迹线并且其穿过相应的芯通道到达所述芯的另一个端部，以及(iii)在所述基底表面上的第三迹线，其在所述芯的另一个端部处将所述电线对互连。
根据第三方面，提供一种制造隔离变压器的方法，所述方法包括：
提供实质上平坦的基底，所述基底由电绝缘材料形成，具有相对的第一表面和第二表面；
在所述基底的一个部分处提供第一端口，所述第一端口由两个分开的端子形成；
在所述基底的第二部分处提供第二端口，所述第二端口由两个分开的端子形成；
提供第一导线，所述第一导线串联连接至所述第一端口并且被设置为单回路；
提供第二导线，所述第二导线与所述第一导线电性隔离并且串联连接至所述第二端口，所述第二导线被设置为取向与所述第一导线实质上相反的单回路；
其中所述第一导线和所述第二导线的至少一部分以及所述第一端口和所述第二端口被设置为在所述基底的一个或多个表面上的迹线；和
在所述第一端口和所述第二端口之间提供芯，以覆盖所述第一导线和所述第二导线的大部分。
根据第四方面，提供一种制造隔离变压器的方法，所述方法包括：
-提供实质上平坦的基底，所述基底由电绝缘材料形成，具有相对的第一表面和第二表面；
-在所述基底的一部分上设置：
-第一端口，所述第一端口由两个分开的端子形成；
-第二端口，所述第二端口由两个分开的端子形成；
-第一导线迹线，其串联连接至所述第一端口并且作为单回路在第一基底表面上延伸；
-第二导电迹线，其与所述第一导线迹线电性隔离并且串联连接至所述第二端口，所述第二导线作为取向与所述第一导线实质上相反的单回路而在第二基底表面上延伸；和
-提供芯，其在使用中覆盖所述第一导线和所述第二导线的大部分。
在从属权利要求中限定优选的方面。
附图说明
现在将参照所附附图，以非限制性示例的方式来描述本发明，在附图中：
图1为系统方块图，示出了经由传输线变压器耦合至传输线的数据源；
图2为典型的集总变压器模型的示意图，示出了寄生元件，其有助于理解本发明；
图3为特性地分散的并且具有受限的带宽的典型的隔离变压器的示意图，其有助于理解本发明；
图4为另一个不同的隔离传输线变压器的示意图，其有助于理解本发明；
图5为图4实施例的线圈的特写图，示出绕组间(inter-winding)间隙以及杂散电容；
图6为图4实施例的线圈的另一特写图，示出绕组内(intra-winding)间隙以及杂散电容；
图7a与7b示出同轴电缆传输线的截面图以及轴向图，其有助于理解本发明；
图8a与8b示出双传输线(twin transmission line)的截面图以及轴向图，其有助于理解本发明；
图9为图4变压器的实施实例的透视图；
图10a为已知传输线变压器的拓扑表达；
图10b为根据本发明的传输线变压器的拓扑表达；
图11a为对应于图10a的可替代的拓扑表达；
图11b为对应于图10b的可替代的拓扑表达；
图12为性能图，示出了涉及已知传输线变压器的反射延迟；
图13a和13b为性能图，涉及根据本发明的变压器中的分钟反射延迟或更小的反射延迟；
图14a和14b为变压器的实施实例的俯视平面图以及侧视图，其有助于理解本发明；
图15为一个可替代实施实例的截面图，其有助于理解本发明，其使用珠(bead)/双筒(binocular)芯；
图16为图15的实施实例的透视图；
图17为一个可替代实施实例的截面图，其有助于理解本发明，其使用两珠或双筒变压器；
图18a至18g为本发明的实施例使用的(但不限于此)一些变压器拓朴的示图；
图19a至19c为承载了一个变压器拓扑的基底的平面图；
图20为图19基底的平面图，其具有切口部分；
图21a和21b为所述基底的透视图及端视图，其中切口部分被移除；
图22为图21基底的透视图，其涉及两片式芯；
图23a和23b为图22结构的端视图，示出了所述芯如何定位于基底上；
图24为根据一些实施例的用于安装基底的典型的框架的平面图；
图25a和25b为安装有基底的图24框架的平面图和端视图；
图26a和26b为安装于印刷电路板上的框架的平面图和端视图；
图27a和27b为又一个实施例的俯视平面图，其中，多个变压器被设置在单个基底上；
图28为被安装在印刷电路板上的图27实施例的平面图与端视图；
图29为根据又一个实施例的承载了变压器拓朴的一部分的基底的平面图；
图30为芯的透视图，在所述芯内提供有用以完成图29拓朴的电线；
图31为图30芯的平面图；和
图32为图29基底的平面图，图30芯被安装于其上。
具体实施方式
本文实施例描述隔离变压器及其制造方法，隔离变压器更优选地是传输线变压器(下文称为“ITLT”)。
通过使用已知的方法将导电迹线或条以特定的配置沉积至平坦且绝缘的基底(例如印刷电路板(PCB)或柔性PCB(flexi-PCB))的两侧上来形成ITLT。这允许ITLT采用已知的PCB制造方法被高效地生产，有益于大规模生产，同时获得提高的超过已知ITLT的性能。生产过程可以完全自动化并且无需手工装配。所得结构也相对紧凑并且可以更容易地与通信设备例如宽带和测量设备(通常设于PCB上)进行接口连接。所得ITLT可以获得远大于2GHz的带宽并且适用于40G、100G以上运行所需的数据速度。200G/10GHz以上的速度/带宽已经被证实。此外，ITLT的低频性能提高了，并且可以根据使用的珠的数量，例如从160μH/1G至3.8μH/200G进行调节，这有益于互联网收发器性能，获得了可变的开路电感。ITLT不需要共模扼流圈。它也消除了使用标准“Bob Smith”协议整合或终止变压器的需求。
在一些实施例中，ITLT可以与数据通信系统一起使用。凭借其设计和构造，ITLT用在一个端口处的数据源和在另一个端口处的另一数据传输装置之间的基本无缝的耦合来提供直流隔离，尤其是用于数据的向前传输(或接收)的传输线(或数据接收线)。在一些实施例中，多个ITLT可以用于将多个传输或接收线耦合在一起以进行再生，以提供跨越更远距离的传输和接收。
有利地，本设计及构造的ITLT可以允许数据传输和接收速度具有比传统已知或可用的高得多的数据率，同时保持可用频率相对不变或可控制的。这可以提供比当前可用的带宽更高的整体带宽(当前的带宽通常大约为较低的可用频率的100,000倍的量级)。
图1示出ITLT可以应用于其中的典型系统，包括数字数据源3或数字数据接收器3、ITLT 1和传输线5，传输线5向远端或从远端提供数据传输。数字数据源或接收器3通过相应的双端子端口连接至ITLT 1，并且ITLT通过相应的双端子端口连接至传输线5，如图所示。
举例而言，数字数据源或接收器3可以是计算机(例如PC或笔记本电脑)、数据网络、不论LAN还是WAN、音频设备、数字电视/录像、电信设备或测试和测量设备。可以使用任何以宽带速度(尤其是256kbit/s以上并且有望高达且有望超过100Gbit/s的速度)运行的数字数据源。目前的现有技术将目前的宽带带宽限制至1000MHz(例如10G Base-T被限制至500MHz)的量级，然而本文所描述的实施例可以使得带宽能够增加至5000MHz及以上。
ITLT 1的构造中使用的电气传输线通常可以是任何形式的传输线，例如并行线、同轴电缆、带状线以及微带、PCB或柔性PCB等等。传输线5可以在安装有集成电路(IC)或芯片的表面上实施。
稍后将描述特别有利的PCB或柔性PCB的布置和制造方法。
ITLT 1包括第一端口和第二端口，以及形成传输线的至少两条导线，其中每条导线围绕芯(例如环形的铁氧体芯)卷绕，以提供由相邻的绕组形成的第一线圈和第二线圈，第一导线串联连接至第一端口，并且第二导线串联连接至第二端口。由于该结构，如所需要的，在端口之间具有直流和某些低频隔离，例如以拒绝共模信号，例如接地回路中的电源哼声。
如将在下文所解释的，ITLT 1的传输线将具有已知的特性阻抗Zo，其将由传输线的制造商提供和/或可以被测量。由于ITLT 1的设计和布置，在第一端口和第二端口呈现的一个或多个特性阻抗Z1和Z2可以与Zo相同或不同。然而，总之，在本文中，端口特性阻抗Z1和Z2与数据源或接收器3和传输线5的相应的电阻阻抗实质上匹配是重要的。这将通过使反射最小化并由此使损失最小化来确保无缝或接近无缝的耦合。
如将被认识到的，在传统变压器中，一个或多个特性端口阻抗是依赖频率的并且因此在可使用的带宽(尤其是可使用的上限频率fU)上受限。
在本实施例中，ITLT 1的设计和布置是例如为了在比传统隔离变压器宽得多的带宽范围上提供相对平坦的特性阻抗和频率响应。
作为背景，图2以示意形式描绘了典型的隔离变压器或TLT的集总模型，这有助于理解传统隔离变压器或TLT的限制行为。L1和L2代表由多个绕组形成的实体线圈，其提供互感M，而其他元件L3、L4、L5、L6、C0、C1、C2和C3代表限制性能(尤其是高频性能)的寄生元件。
在这个实施例中，我们提供并且将描述具有1:1阻抗变换率的ITLT，即由此特性阻抗Z1＝Z2是适当的，其中对于无缝连接，数据源或接收器3和传输线5具有相同的特性阻抗。然而，将会认识到的是可以使用其他变换率，例如1:2、1:4、1:9、4:1、9:1。另外，ITLT不限于仅两个端口，并且可以使用多端口拓扑。
图3示出了通常使用的可替代隔离变压器的TLT的实施例，其通常在其端口处不产生特性阻抗，也不在它们之间产生不变的传输延迟，并且因此必然是分散的且具有受限的带宽。
图4是有助于理解本发明的ITLT的实施例，其由第一导线17形成，第一导线17串联连接至第一端口(端口1)的第一端子和第二端子，并且围绕芯进行卷绕，以提供由多个绕组形成的第一线圈19。第二导线21串联连接至第二端口(端口2)的第一端子和第二端子，并且围绕芯进行卷绕，以提供由相同数量的绕组形成的第二线圈23。ITLT提供1:1变换率。线圈19和线圈23之间的虚线表示线圈实体地形成传输线并且在这个实施例中确实由一段特性阻抗50欧姆的RG179同轴电缆形成，但是可以使用具有其他特性阻抗的其他形式的传输线。应注意的是，这个实施例的隔离TLT使用另一个不同的拓朴，在该拓扑中，第二端口(端口2)具有在第二线圈23内的中心输出点(分接)，这被发现为是有利的。在一些实施例中，第二端口可以稍微偏离中心。
在图4中，在实体的、构造的层面，绕组19和绕组23被围绕芯设置，以在它们之间形成传输线。
图7a示出在这个实施例中使用的同轴电缆31的横截面，其有助于理解本发明，其被用于第一线圈19和第二线圈23，但是可以使用可替代的传输线。如将被认识到的，同轴电缆包括内导线33，内导线33由管状绝缘层包围，管状绝缘层由管状导电屏蔽层35包围。图7b示出沿其轴长的一部分的电缆31。芯33的外表面与外屏蔽层35的内表面之间的间隙“g”在整个长度基本不变，此为绕组间间隙。在本例中，内导线33提供第一线圈19以及屏蔽层35第二线圈23。
图8a和图8b示出成对传输线的横截面区域和相应间隙的关系，成对传输线是可以用于TLT 1的线圈的构造中的另一个示例。
参照图9，示出了如何将可以用于图4的实施例的同轴电缆实体地围绕芯41设置以及端口的示例。在本例中，部分地显示了圆柱形的芯41，但是可以使用环形的芯。导线之间的绕组间间隙g在围绕芯的线圈的整个总长度上保持不变，绕组内间隙G也是如此。
参照回图5和图6，这种实体布置的结果是，杂散绕组间电容Cg和杂散绕组内电容CG是不变的且分散的。绕组间杂散电容Cg被归入由两个线圈(图4)19和23形成的传输线并且与绕组间间隙g成反比。这种结构中的绕组内杂散电容CG与绕组内间隙G成反比。增加这一间隙G具有提高频率上限并因此提高带宽的效果。
在一些实施例中，线圈(图4)19和23的导线具有不变的横截面并因此具有不变的表面面积。
在一些实施例中，芯的尺寸也是相关的，其中，可以通过改变尺寸(减少芯的直径和/或长度之一或两者)来控制电感。这具有降低或增加低频(OCL)的效果。芯的材料也是相关的，在本发明的一个实施例中，使用具有所选择的磁导率(例如，10000μ)的铁氧体芯。可替代地，在其他实施例中，可以使用其他磁导率以及其他类型的材料，例如MnZn和NiZn。
在一些实施例中，绕组的长度与构造也可以被用于控制带宽，其中，绕组的长度越短，可使用的上限频率(fU)越高。因此，整体来说，有进行小型化的动机。
回到图4中示意性地示出的具体实施例，其使用这种1:1拓朴，使用1.2米长的RG179 50欧姆同轴电缆实体地进行应用，具有上述不变的围绕芯卷绕的绕组间和绕组内间隙间隔，记录获得5.1mH的磁化电感。还通过测量观察到，使用特定的测试信号，没有观察到上限频率或者没有至少非常高的上限频率。
还观察到，这个实施例展示了基本不变的100欧姆的特性阻抗Zo和6ns的传输延迟，不依赖于低频截止fl(其为1.5kHz)以上的频率。
该结果与传统的隔离变压器和TLT模型不一致。实际上，将数值参数应用至传统分布式参数模型给出了预测的大约为83MHz的1/(2x6nS)量级的上限频率。然而，根据这个实施例，没有观察到这样的上限。图4以示意形式提供了与这些发现更一致的模型，示出设计和构造用于源和传输线之间的无缝连接的ITLT的方式，以提供更大的带宽。此外，通过使用这种ITLT和分流磁化电感级联多个传输线，提供了与众所周知的当前的预测模型相比在(fU)幅度上的增加。
发现从输入端口(端口1)捕获的反射以与传输电缆几乎相同的方式指示不变的电阻特性阻抗以及不变的传输延迟(时间延迟)。在图4中示出的实施例中，发现在两个端口处的特性阻抗是用于形成使用1:1拓扑的隔离TLT的传输线的特性阻抗Zo的两倍。因此，在本例中，在两个输出端都呈现出100欧姆的特性阻抗，使得这种隔离TLT适用于连接至100欧姆的数据源和接收器3和100欧姆的传输线5，在宽的带宽上保持所获得的匹配。
推断出TLT(在直流隔离旁边)可以由与传输线段(T部分和/或Pi-部分模型在这方面会起作用)串联的分流电感(即芯的磁化电感)进行精确地模拟。如此，能够构造用于直流隔离的TLT，其提供非常宽的带宽，其中fU大幅提高，其本身显现为仅被传输线损失本身所限制。
如上所述，这个实施例在端口1和端口2处提供不变的电阻特定阻抗。传统隔离变压器和TLT的漏电感被模拟为集总元件电感，集总元件电感没有被电感耦合至其他任何元件并且集总元件电感显现与传统隔离变压器和TLT的100％耦合的互感串联。然而，在本实施例中，有迹象表明，虽然仍然存在漏电感，但其不显现(当被模拟时)为在端口处的单个集总元件，而是分散的。其显现为或被模拟为一连串小的递增电感，没有耦合至任何其他元件，且分布于互感的渐增间隔的元件与绕组间电容的渐增间隔的元件之间。这种模型导致由分流电容元件(其与互相间隔的电阻元件穿插)所连接的绕组的两个分支(leg)中的串联电感(Ls)的梯形网络。这种梯形网络可以被认为是与实际传输线的递增集总元件模型相同的或实质相同的，具有意料中的与其共同的相同的性质，即特性阻抗是不变的并且传输期限是基本不变的传播延迟。总而言之，这个实施例已经采用了集总寄生漏电感(L)和传统构造的隔离变压器/TLT(其中将初级电圈和次级电圈缠绕在芯上)的绕组间电容(C)，并且已经通过将初级线圈和次级电圈一起卷绕为传输线来将这些分布为具有特性阻抗SQRT(L/C)的传输线的分布式L和C。
因此，根据使用图4拓扑的特定设计(为1:1)，用于构造隔离TLT的传输线的选择应具有在端口处所需的阻抗(即数据源和接收器3以及传输线5的阻抗)的一半的特性阻抗。所得匹配在宽的频带上保持平坦，如所观察到的传输延迟一样。唯一观察到的在端口处感应的反射的显著的分量归因于隔离TLT的固有的分路磁化阻抗。然而，由于传统(非TLT)的隔离变压器的寄生漏电感和绕组间电容导致的这些反射已经基本上或完全被归入这种ITLT的不变的电阻特性阻抗和传输延迟内。其显著结果是上限频率/带宽(仅由其所连接的传输电缆5的损失所限制)、与其所集成的电路或其他逻辑部件的带宽、以及隔离TLT的分路磁化阻抗的大幅增加。
在端口处的特性阻抗与1:1ITLT的构成传输线之间的关系因子也意味着，使用并联连接的特性阻抗Zo的两条传输线可以提供整体复合隔离TLT，其在端口处具有实质等于Zo的特性阻抗。这是有利的，因为具有普遍可获得的特性阻抗(例如50欧姆)的传输线可以在需要相同阻抗(例如50欧姆)的系统之间使用，尽管有前述关系。因此，通过并联连接两个1：1隔离TLT(如图4所示)，以提供复合隔离TLT，对于隔离TLT使用50欧姆传输线将在第一端口和第二端口处提供50欧姆。
出于类似的目的，可以使用两个以上并联的隔离TLT，以提供在端口处所需的阻抗。若有需要，还可以提供两个以上的端口。
回顾一下，(fL)由分路磁化阻抗来维持，其与固有的磁化电感成反比。这种磁化电感随着芯的电感系数增加而增加，并且是匝数的次数的平方。由分路磁化阻抗导致的上限频率转而由线圈的(寄生)绕组内电容导致，其不同于线圈之间的绕组间电容。频率上限与绕组内电容成反比。有利地，可以减少绕组内电容，通过减少构成传输线(实施例由其构造)的长度与直径而进一步增加频率上限(fU)。这合起来意味着实施例的微型化有效地增加频率上限而没有进一步将频率下限增加至在微型化期间磁化电感可以被保持的程度，例如，通过保持匝数不变同时保持芯的磁阻不变，即，对于给定的芯材料，保持磁路横截面与长度的比率。这种处理仅被避免过度损失(例如，薄导线的Cu损失)的需求和ITLT的功率处理能力所限制，因为为了处理一定量的功率而没有变形和/或破坏，ITLT将需要具有一定的最小尺寸。
图10和图11提供了已知变压器拓扑与本实施例变压器(如先前分别在图3和图4中引入的)之间的更全面的比较，尽管出于解释的原因，对于每个电线仅使用单个绕组。
应注意的是，在已知的图10(a)与11(a)的实施例中，特性阻抗不是不变的，并且带宽是有限的。
图10(b)与11(b)的拓朴表明本实施例的显著属性，其为：有两个端口，它们机械地并且拓朴地相对。这产生不变的电阻阻抗与增加的带宽。
参照图12，示出了对于已知的图3/11(a)的变压器，电压与时间响应的关系的图形说明，其中，Zc是传输线的特性阻抗，例如100欧姆，以及Zx是变压器的特性阻抗。OC与SC分别表示开路与短路的情况。如图12所示，图3(与11(a))的实施例具有不同的终止点，其导致显著的反射，这造成阻抗的改变，因此限制变压器的带宽。
参照图13(a)和(b)，示出了对图4/11(b)的变压器的响应。参照图13(a)，终止点是不同的，并且虽然X显示变压器与传输线之间的一些不确定性，为了展现之目的，仅图4/11(b)的拓朴的最终结果显示于图13(b)中，其为实质无缝的传输线变压器。
为了优化性能，在其他实施例中，还在相对的端部具有端口，机械地来说，已经发现使用单匝数或绕组，可以使上限频率超过2GHz及超过10GHz。
图14(a)和14(b)示出本发明的这样的实施例61，使用一对导线64和65围绕铁氧体罐状芯62的中心部分63卷绕，每一导线在机械地相对的端口1和端口2之间延伸，并且使用单匝数或绕组来实施，遵循图4/11(b)的拓朴。没有绕组内电容，并且其不限制低/高带宽组合。导线彼此绝缘，并且优选地具有实质不变的间隙。
在有助于理解本发明的实施例中，罐状芯62具有大约12.5mm的直径并且中心部分63的直径具有大约0.2mm的钻孔。铁氧体材料的磁导率大约为10,000μ。这个实施例在测试中表现出160μH的开路电感(OCL)和10GHz的带宽。这些参数中一个或多个的变化可以提供更高的带宽。
现在参照图15至17，按照其可以被如何被制造与生产，显示和描述了上述实施例的可替代的实施实例。
参照图15，显示了这样的变压器70的俯视图。其包括具有两个平行钻孔74和75的双筒(或珠)芯71，绞合的导线73和76穿过两个平行钻孔74和75以提供传输线。芯实际上可以为环形的、双筒的或罐状的，然而对于本文的一个或多个实施例，双筒芯提供自然的适配。
第一端口(端口1)被设置于芯71的一侧，并且包括第一导线73，第一导线73从一个端口端子行进，穿过第一钻孔74，随后其离开并且穿过第二钻孔75返回且在另一端口端子处终止。第二端口(端口2)被设置于芯71的机械相对侧，并且包括第二导线76，第二导线76从一个端口端子行进，穿过第二钻孔，随后其离开并且穿过第一钻孔74返回且在另一端口端子处终止。因此，导线73和76采用单匝数或绕组，如之前的实施例一样，发现其表现出特别有利的结果。如图所示，导线73和76在芯71内被一起被绞合，但通过周围的绝缘材料彼此绝缘，并且具有实质不变的间隙。
有效地，每一个导线73和76是穿过芯71从相对的端部拉出的U型配置。
图16示出图15布置的透视图。
在一个示例中，在端口1与端口2处的Zc为100欧姆，在该情形中，传输线被设置为Zc/2＝50欧姆。
具有附加的共模耦合(Common Mode Coupling，CMC)的其他示例尺寸给定如下。
对于OCL 350μH，为了在37.5mA/15000μi达到100kHz，尺寸会是4mm的外径(OD)、0.5mm的内径(ID)以及38mm的长度。对于四通道(lane)，其等同于20mmx45mmx6mm的封装尺寸。
对于OCL 120μH，为了在8mA/15000μi达到100kHz，尺寸会通常是4mm的OD、0.5mm的ID及12mm的长度。对于四通道，其等同于20mmx20mmx6mm的封装尺寸。
图17为可替代的构造80，其中，双筒芯被有效地分成两部分81a和81b，但整体上具有相同的总体尺寸。在本例中，端口1和2仍然机械地相对，但是位于两个芯部分81a和81b之间。更具体地，第一端口(端口1)设置于芯部分81a和芯部分81b两者的一侧，通常位于两者之间的间隙处，并且包括第一导线83，第一导线83从一个端口端子行进，穿过第一钻孔85a，随后其在一个端部处离开且穿过第二钻孔84a返回，穿至另一第二钻孔84b，在另一端部离开且穿过另一第一钻孔85b返回，且在另一端口端子处终止。第二端口(端口2)被设置于芯部分81a和芯部分81b的相对侧，同样通常位于两者之间的间隙处。第二导线86从一个端口端子行进，穿过第二钻孔84a，随后其在一个端部处离开并且穿过第一钻孔85a返回，穿至另一第一钻孔85b，在另一端部离开并且穿过另一第二钻孔84b返回，并且在另一端口端子处终止。如图所示，导线83、86和76在芯部分81a和81b内被一起绞合，但通过周围的绝缘材料彼此绝缘，并且可具有实质不变的间隙。
通过对图17实施例的模拟分析，显示出其比图15和16示例加倍了寄生共振。20mm单珠构造具有6至7GHz共振，然而两个10mm珠(如图17)导致12-14GHz的共振。任一结构满足历史系统的所有向后兼容性要求以及发展40GBase-T以及100GBase-T标准的要求，如使用以上环形或罐状芯构造一样。罐状芯几何构型免于这种共振，并且珠的几何构型(其接受长度与宽度相同的线路回路)大幅抑制这种寄生模式，类似或等效于方形罐状芯。
在图15至17示例的实施例(其有助于理解本发明)中，罐状芯71、81具有大约15mm的长度并且中心钻孔74、75、84、85的直径为大约0.2-0.5mm。铁氧体材料的磁导率大约为10,000μ。这些实施例在测试中表现为160μH的开路电感(OCL)与10GHz及以上的带宽。根据开路电感，这些参数中的一个或多个的变化可以提供更高的带宽。
所述构造表现了前述的有利效果，使其特别适合于宽的带宽数据传送。例如，已经展示了远超过2GHz的高带宽运行，具有-3dB标准内的插入损失。对于各导线，仅使用单匝数或绕组延伸了频率上限。任何开路电感(OCL)的恶化可以通过例如芯(例如钻孔)的大小变化和/或芯材料的磁导率的大小变化而被抵销。
现在将描述本发明的优选实施例，特别聚焦于ITLT以及用于有效生产的制造方法。这些实施例基于以上拓朴与特性，并且这种知识已经被用于在平坦的基底上创建变压器，其可以利用有效率的制造方法。
这些实施例涉及在实质上平坦的基底(例如PCB或柔性PCB)上沉积ITLT导线。
可以使用任何适合的绝缘基底。在以下一些实施例中，假设将柔性PCB用作基底，将导线沉积于其上。
参照图18a-18g，示出了本发明的五个不同的适合的ITLT拓朴，其中在图18e-18g中，示出了第五个拓朴的变化。
图18a示出第一实施例拓朴100，其示出第一迹线布局101与第二迹线布局106，第一迹线布局101与第二迹线布局106在使用时以如所示的相对配置被沉积于柔性PCB的相对侧。迹线布局101和迹线布局106彼此电性隔离，即没有通过导电迹线连接。
第一迹线布局101包括第一端口102，第一端口102由两个空间分开的端口端子103和104形成，其经由导线103’和104’延伸至导线回路105。在本文中(以及在以下所有参考中)，术语回路是指不完全的回路，其远离端口延伸并且以串联连接返回该端口。
回路105在平面图中为矩形，并且串联连接至第一端口102的相应端子103和104。
第二迹线布局106包括第二端口111，第二端口111由两个空间分开的端口端子107和108形成，其经由导线107’和108’延伸至导线回路109。回路109串联连接至第二端口的相应端子107和108。
第二回路109被形成为具有与第一回路105实质上相同的形状与尺寸，虽然其具有相反取向使得第一端口102与第二端口111在柔性PCB上彼此相对。第一回路105与第二回路109彼此叠置，使得纵向部分与横向部分在柔性PCB的两侧对准(除了在端口102和111处)。
图18b示出第二实施例拓朴110，其与图18a的拓扑类似，但是在本例中，使用中间抽头(centre-tap)导线。关于第一迹线布局101，第一抽头导线112从第一回路105的横向部分的中间113延伸。第一抽头导线112在第一回路105的纵向部分之间延伸且平行于纵向部分，并且在第一端口端子103和104之间在第三端子114处终止。在柔性PCB的相对侧，第二迹线布局106使用第二抽头导线116，其以类似的方式从第二回路109的横向部分的中间117延伸并且在第二端口端子107和108之间的第三端子118处终止。
图18c示出第三实施例拓朴120，其与图18b所示的拓扑类似，但在该情形中，相应的第一和第二中间抽头导线124和126以相反的方向延伸至相应的端子122和128。这个实施例可具有中间抽头实施方式的其他变化。例如，其可以包括仅第一中间抽头导线124，或者在其他实施方式中，其可以包括仅第二中间抽头导线126。
第18d示出了第四实施例拓朴130，其与图18b所示的拓扑类似，但是对于导线回路，使用曲线的而非直角的转角部分。其包括在柔性PCB的相对侧的第一迹线布局132和第二迹线布局134。
更具体地，第一迹线布局132包括由两个空间分开的端口端子136和138形成的第一端口131，其经由导线延伸至具有曲线的转角的第一导线回路140。同样，在该情形中，术语回路是指不完全的回路。第一回路140串联连接至第一端口131的相应端子136、138。中间抽头导线146从横向中间点144延伸并且在端口端子136和138之间的第三端子137处终止。
第二迹线布局134包括由两个空间分开的端口端子152和154形成的第二端口149，其经由导线延伸至第二导线回路148。第二回路48串联连接至第二端口149的相应端子152、154。中间抽头导线146从横向中间点145延伸并且在端口端子152和154之间的第三端子153处终止。
对于上述实施例，第二回路148被形成为具有与第一回路140实质上相同的形状与尺寸，虽然其具有相反取向使得第一端口131与第二端口149在柔性PCB上彼此相对。第一回路140与第二回路148彼此叠置使得纵向部分与横向部分在柔性PCB的两侧对准(除了在端口131、149处)。
图18e-18g示出第五实施例拓朴330，其具有与图18c所示拓朴类似的中间抽头导线，但是对于导线回路344和345使用径向几何部分。其包括在柔性PCB的相对侧上的第一迹线布局332和第二迹线布局334。
更具体地，第一迹线布局332包括由两个空间分开的端口端子336和338形成的第一端口331，其经由导线延伸至具有径向几何的第一导线回路344。同样，在该情形中，术语回路是指不完全的回路，例如圆或椭圆的一半。第一回路340串联连接至第一端口331的相应端子336、338。中间抽头导线346从第一回路344的横向中间点延伸并且在端口端子336和338的相反方向上在第三端子337处终止。中间抽头导线346可以为直线或成角度的迹线。
第二迹线布局334包括由两个空间分开的端口端子352和354形成的第二端口349，其经由导线延伸至第二导线回路345。第二回路345串联连接至第二端口349的相应端子352、354。中间抽头导线346从第二回路345的横向中间点延伸并且在端口端子352和354的相反方向上在第三端子353处终止。
关于以上实施例，第二回路345被形成为具有与第一回路334实质上相同的形状和尺寸，虽然其具有相反的取向使得第一端口331和第二端口349在柔性PCB上彼此相对。第一回路343与第二回路345彼此叠置使得纵向部分与横向部分在柔性PCB的两侧对准(除了在端口331、349处)。
这个实施例可以具有中间抽头实施方式的其他变化。例如其可以包括仅第一中间抽头导线324，或者在其他实施方式中，其可以包括仅第二中间抽头导线326。
现在将描述一种使用图18拓朴来构造ITLT的方法。出于便利，以下将使用图18d拓朴，但应理解的是，图18a-18g拓朴可以使用类似的步骤来实现。
在第一步骤中，提供平坦的基底(下文称为“基底”)150。参照图19a，在这个示例中基底150为柔性PCB。在一些实施例中，柔性PCB基底150可以由大约50微米厚的聚酰亚胺形成。其他示例包括PEEK或透明导电聚酯膜。如此，在各种实施例中，基底可以具有不同的厚度，例如在25至250微米之间的厚度。
基底150具有相对的第一表面152和第二表面154，将第一迹线布局132和第二迹线布局134分别沉积于其上。
参照图19b，在随后的步骤中，将第一迹线布局132沉积于第一基底表面152上。可以使用已知的沉积技术，包括光刻或类似的方法。
参照图19c，然后将第二迹线布局134沉积于第二基底表面154上。
如将于图19c中所示，第一迹线布局132和第二迹线布局134是图18d所示的相对配置。所述迹线布局132和134实质上彼此叠置，并且特别是导线回路140和148彼此叠置，除了在端口131和149之间的部分。虚线表示在相反表面上没有叠置的区域。
参照图20，接着在基底150中形成一或多个孔以允许芯(未示出)以稍后描述的方式来安装。
在这个示例中，基底150的纵向的外边缘部分160通过切割(例如使用机械或激光切割)被去除，以留下承载第一迹线布局132和第二迹线布局134的中间部分162。进一步地，在导线回路140、148的直线部分与平行部分的中间切割第一和第二孔164。
孔164具有实质上相同的尺寸，纵向尺寸l不延伸至曲线的转角部分内。
参照图21a和21b，以透视图和截面图显示所得“薄膜”170，其承载第一迹线布局132和第二迹线布局134(包括端口和回路)。
应理解的是，可以应用相同或相似的步骤以形成对应于图18a-18g所示的拓朴的薄膜。所得薄膜170在截面上是重量轻的并且是非常薄的。
现在参照图22和23，芯174连接至薄膜170以形成ITLT。
芯174可由两个实质上相同的芯部分180和182形成，其在使用中被放置于薄膜170的两侧。
每一个芯部分180、182包括本体184，其可以具有大致矩形的横截面，其宽度大于薄膜170的宽度。本体184的长度实质上等于图20中所示的孔164的长度。本体184可以具有实质平坦的顶表面185。
相对的底表面186可以是实质平坦的并且包括多个平行的纵向通道190，纵向通道190限定于相邻的、向下突出的壁188之间。实际上，横截面轮廓可以被认为是梳状。虽然在本例中使用矩形通道190，在一些实施例中，可以使用其他形状的通道，例如弓形。
通道190之间的间隔对应于薄膜170上的平行导线之间的间隔。
此外，每个通道的内部尺寸(在这个情形中，宽度与高度)大于导线的对应尺寸，使得后者可以位于通道内而没有与芯接触。
现在参照图23a与23b，芯部分180和182被设于薄膜170的两侧，使得壁188的底表面接触。
在所示实施例中，两个中间壁188通过薄膜孔164进行接触。外壁188’接触薄膜170的两侧。
如图23b所示，两个芯部分180和183以对称方式连接薄膜170的两侧。
在其他实施例中，芯部分可以为不对称的，例如一个部分的壁可以长于另一个的壁。
还将看出，薄膜170被有效地夹在芯部分180和183之间，两个导线回路140和148支撑于通道190内并且被通道壁隔开，使得没有接触产生。
芯部分180和182可使用任何已知手段被固定在一起，例如通过粘结或机械系统，例如夹子。
以上所述步骤提供功能性ITLT，其可以使用标准PCB类型工艺被大量制造。现在将描述其他优选步骤以及结构特征。
参照图24，提供框架190以通过手动地或通过自动装置能够将芯部分180、182直接地放置在正确位置和在正确位置移除。
框架190由相对刚性的材料(例如绝缘的PCB材料))形成。凹部或孔192被形成于其中，在这个情形中为矩形。孔192的尺寸对应于至少芯部分180、182的下表面186的尺寸。
参照图25a，两个这样的框架190以相对的配置被放置于薄膜170的两侧，框架190被结合在一起以形成三明治结构，薄膜为中间层。如图所示，框架孔192仅露出在薄膜170的相应侧上的平行导线，其为使用中的芯部分180、182所在的部分。
图25b示出所得ITLT结构的一个横向边缘，其中，沉积了三个平行的导线迹线194；这些分别连接至一个端口的端子，例如图18d所显示的第二端口149的端子152、153、154。这些迹线194可以被焊接至安装PCB 200的迹线，见第26a图。这使得能够连接至适合的部件，例如用于数据通信的SMA连接器。类似的迹线的组(图未示)被设于相对的横向边缘以用于另一端口131的对应的连接。
参照图26a-26b，当位于框架孔192内时，显示芯部分180的一个。以这种方式，没有或仅一小部分的芯部分180、182突出框架190外。框架190有助于将芯部分180、182相对于薄膜170保持在合适位置。
在其他实施例中，可以在单片基底上沉积多个这样的拓朴，例如图18a-18d所示的拓扑。
例如，并且参照图27a与27b，四个相同版本的图18d所示的迹线布局132、134被平行并排地设置于单个基底208的相应侧上。
提供不同的框架结构210，其中在孔214之间具有分开的壁212，其以与图25所示的类似方式露出基底的适当部分。在两侧执行芯部分180、182的放置。在此情形中，将需要八个这样的芯部分180、182。
图28示出所得的ITLT模块215。ITLT模块215可以在一侧上被连接至安装PCB以及被置放于上侧的上的封盖。
可替代地，四个迹线布局132、134可以被设于分开的基底上，通过将框架部分结合在一起，被适当地并排保持在孔214下。
图27和28图所示的实施例是方便的，因为在一些应用中，使用多通道数据通信系统。
在一些实施例中，当制造图18-28的ITLT实施例时，可以使用以下尺寸和其他特性。变化是可能的。
为了提供100欧姆特性阻抗的变压器，传输线对于导线回路为50欧姆并且对于端口或端子连接为100欧姆。
柔性PCB可为聚酰亚胺片，其可以获得25、50、75与100微米的厚度。
导线可以使用17.5、35与70微米中之任何厚度的铜包层。
芯74优选为铁氧体材料，具有在10,000范围中的磁导率。
在一些实施例中，仅部分的ITLT导线回路被设于平坦的基底上。为了解释这种情况，以示例的方式，现在将参照图29至32来描述另一实施例。
参照图29，提供基底220，在其上沉积图18c所示且简略地参照上文的ITLT拓朴的一部分。在其他实施例中可以使用任何的图18拓朴。
用于基底220的材料和尺寸可与以上所给定的那些相同和类似。在这个实施例中，四个平行的ITLT被设于基底上。
基底包括外框架222，其具有一个或多个切口部分223，用于提供给四个ITLT的每一个。各切口223可以实质为矩形。为了方便说明，仅描述用于上部的ITLT的基底布局。
在框架222的第一左手侧224沉积有图18c拓朴的一部分。
更具体地，提供第一端口227，其包括两个隔开的端子227a和227b，具有向内延伸且然后沿对称的曲线路径228a和228b向外分开的平行迹线。两个迹线228a和228b在切口部分223的周界229处终止。
在框架222的相对的右手侧230沉积有图18c拓朴的中间抽头部分，包括在先前的图中具有参照标号113、122、124的部分。图29中示出中间抽头端子232。在此情形中，中间抽头部分被设于基底220的相对表面上。在其他实施例中，其可在相同表面上。
第二端口234被设于右手侧226，包括两个端子234a、234b并且以与上述第一端口227类似的方式沉积迹线，但是取向相反。中间抽头终止于参照标号236标示的端子处。
可以使用已知技术来构造上述基底220。
参照图30至32，各ITLT通过将具有先前所述相同特征的预先构造的双筒式芯240设置于各切口部分223内来完成。
芯240具有两个平行钻孔241；在各钻孔内提供一对绞合的导线242、243，其通过外鞘彼此绝缘。导线242、243的端部暴露于芯240的端面245处。
这允许其(例如通过焊接)电连接至沉积于基底220上的各对应的迹线以完成整个拓朴，例如，在此情形中如图18c所示。
可替代地，在其他实施例中，其中第一导线与第二导线可以是在基底表面上且延伸的PCB或柔性PCB上的迹线、或在另外空间分开的基底表面上的PCB或柔性PCB上的迹线。
构造与设置各芯240以相对紧密地位于切口部分223内，且这种定位可以使用自动化技术来执行。导线242、243至基底迹线(例如通过焊接)的电性连接也可以被自动化。
对于其他三个ITLT中的每一个，可以重复该过程。
芯240可以以一体结构来提供，或者可以由多个部分(例如两个或更多对准的部分)来形成。图32示出各芯240可以由三个对准的部分来形成。
在其他实施例中，芯240或芯部分可以由两个取向相反的部分形成，例如如图22与23所示。在其他实施例中，芯240可以用电介质胶(dielectric paste)替代。
应认识到的是，以上描述的实施例单纯是说明性的而非用于限制本发明的范围。在阅读本发明后，其他变化与改进对于本领域技术人员是明显的。
此外，本申请的公开应被理解为包括本文不论明确地还是隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征的组合或者任何其概括，并且在本申请或由其衍生的任何申请的申请期间，可以制定新的权利要求以覆盖任何这样的特征和/或这样的特征的结合。

Claims (15)

1.一种用于数据通信系统的隔离变压器，所述变压器包括：
平坦的基底，其由电绝缘材料形成，具有相对的第一表面和第二表面以及实质上相对的边缘；
第一端口，其由位于第一边缘处或靠近第一边缘的两个分开的端子形成；
第二端口，其由位于第二边缘处或靠近第二边缘的两个分开的端子形成，所述第二边缘与所述第一边缘实质上相对；
切口部分，其在所述第一端口和所述第二端口之间的基底中；
芯，其设置于所述切口部分中，所述芯具有第一端部和第二端部，所述第一端部和所述第二端部具有在所述端部之间延伸的第一通道和第二通道；和
第一大致U型的导电路径和第二大致U型的导电路径，其分别串联连接至所述第一端口和所述第二端口，所述路径彼此电性隔离并且每个路径包括：(i)在所述基底表面上的第一迹线和第二迹线，其从它们的相应端口端子朝向所述芯的一个端部延伸，(ii)电线对，其连接至所述第一迹线和所述第二迹线并且其穿过相应的芯通道至所述芯的另一个端部，以及(iii)在所述基底表面上的第三迹线，其在所述芯的另一个端部处将所述电线对互连。
2.如权利要求1所述的隔离变压器，其为传输线变压器，被设置为具有特性阻抗，所述特性阻抗是在所述第一端口和所述第二端口处所呈现的阻抗的实质上一半。
3.如权利要求1或2所述的隔离变压器，其中所述芯由铁氧体材料形成。
4.如权利要求1或2所述的隔离变压器，其中所述芯具有10,000或更大的磁导率。
5.如权利要求1或2所述的隔离变压器，其提供超过2GHz的运行带宽。
6.如权利要求1或2所述的隔离变压器，其能够以10G、40G、100G和/或200G、或更高的数据速率中的一个或多个数据速率运行。
7.一种变压器系统，包括安装构件，所述安装构件承载了多个如权利要求1至6中的任一项所述的隔离变压器。
8.如权利要求7所述的变压器系统，其中所述多个所述隔离变压器被设置于单个基底上。
9.如权利要求7或权利要求8所述的变压器系统，其中所述安装构件包括框架，所述框架由被安装至所述基底的一个或两个表面的刚性的绝缘材料形成。
10.一种提供数据通信系统中的DC隔离的方法，所述方法包括：连接如权利要求1至6中任一项所述的隔离变压器，其中，一个端口连接至计算机、计算机调制解调器、或数据通信设备，以及另一个端口连接至传输线，并且其中，所述数据通信系统被配置以将数据传输至其他传输线和/或从其他传输线接收数据。
11.一种制造隔离变压器的方法，所述方法包括：
-提供实质上平坦的基底，所述基底由电绝缘材料形成，具有相对的第一表面和第二表面以及实质上相对的边缘；
-在所述基底的一部分上设置：
-由位于第一边缘处或靠近第一边缘的两个分开的端子形成的第一端口；
-由位于第二边缘处或靠近第二边缘的两个分开的端子形成的第二端口，所述第二边缘与所述第一边缘实质上相对；
-切口部分，其在所述第一端口和所述第二端口之间的基底中；
和
-提供芯，其设置于所述切口部分中，所述芯具有第一端部和第二端部，所述第一端部和所述第二端部具有在所述端部之间延伸的第一通道和第二通道；和
-提供第一大致U型的导电路径和第二大致U型的导电路径，其分别串联连接至所述第一端口和所述第二端口，所述路径彼此电性隔离并且每个路径包括：
(i)在所述基底表面上的第一迹线和第二迹线，其从它们的相应端口端子朝向所述芯的一个端部延伸，
(ii)电线对，其连接至所述第一迹线和所述第二迹线并且其穿过相应的芯通道至所述芯的另一个端部，以及
(iii)在所述基底表面上的第三迹线，其在所述芯的另一个端部处将所述电线对互连。
12.如权利要求11所述的方法，还包括设置为所述变压器具有特性阻抗，所述特性阻抗是在所述第一端口和所述第二端口处所呈现的阻抗的实质上一半。
13.如权利要求11或12所述的方法，还包括使所述芯由铁氧体材料形成，并且其中所述芯具有10,000或更大的磁导率。
14.如权利要求11或12所述的方法，还包括提供超过2GHz的运行带宽。
15.如权利要求11或12所述的方法，还包括布置所述变压器能够以10G、40G、100G和/或200G、或更高的数据速率中的一个或多个数据速率运行。
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