CN109639163B - 一种基于pwm整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法 - Google Patents

一种基于pwm整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，由已知的开关状态和对应的直流侧电压重构整流器输入侧电压；将重构输入侧电压的αβ分量，通过高通滤波器滤除直流分量，通过积分器并进行幅值补偿后获得无直流分量带有相位偏移的输入侧电压积分量，再与输入侧电压的β分量相乘，再利用低通滤波器，获得补偿相位的正余弦分量；将补偿相位的正余弦分量分别与带有相位偏移电压正余弦分量的积分量进行运算，获得无相位偏移的输入侧电压的积分量；最后通过获得的输入侧电压磁链与网侧电压的关系，得到静止坐标系下网侧电压的虚拟磁链。本发明消除了输入侧电压积分量的相位偏移，实现了无网压传感器的网侧电压虚拟磁链准确计算。

Description

一种基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法
技术领域
本发明涉及PWM整流器控制领域，具体地说是涉及一种基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法。
背景技术
PWM整流器的控制算法较为成熟，主要分为直接电流控制和直接功率控制，其中，直接电流控制包括滞环电流控制、比例谐振电流控制、重复控制、无差拍电流控制、电压定向电流控制等。直接功率控制直接跟踪其指令功率，控制其无功功率为零以实现变流器单位功率因数。目前所提控制方法中，为实现快速跟踪目标，都必须安装交流电压传感器获得电网电压幅值、相位信息，为此存在系统硬件成本高、安装困难及可靠性降低等弊端。另外，在基于H桥级联的中压变频领域，输入一般采用三相移相变压器，PWM整流器无法利用变压器原边电压进而获得整流器输入电压，因此必须采用无电网传感器技术。
虚拟磁链(virtual flux，VF)是基于三相PWM整流器网侧与三相交流电机定子电路拓扑结构的相似性而提出的一种虚拟变量，据电网虚拟磁链与电压之间的关系可以实现无电压传感器的控制。在磁链观测器的设计上，目前提出的方法有采用低通滤波器(LowerPass Filter,LPF)取代纯积分，能有效降低积分带来的偏差，但观测的磁链矢量只是近似值，存在幅值和相位的偏差；或采用级联型低通滤波器，可消除误差和提高定向精度，但会存在阶数高，延时长的问题；或采用带通滤波器代替纯积分器的虚拟磁链观测器，解决磁链观测器的初始相位和直流偏置问题，但要设计观测器的幅值和相位补偿。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法消除了输入侧电压积分量的相位偏移，从而获得准确的磁链信息，实现了无网压传感器的网侧电压虚拟磁链准确计算。
为了达到以上目的，本发明采用的技术方案为：
本方案提供一种基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，包括如下步骤：
(S1)根据已知的开关状态和对应的直流侧电压重构整流器输入侧电压；
(S2)根据所述整流器输入侧电压与两相静止坐标系αβ分量，计算得到输入侧电压在两相静止坐标系下的αβ分量；
(S3)将所述输入侧电压αβ分量分别进行高通滤波以及积分处理，再与β轴的输入侧电压相乘，最后通过低通滤波器进行滤波处理，得到相位补偿分量；
(S4)将得到的相位补偿分量进行单位化处理，得到补偿相位的正余弦值；
(S5)将得到的补偿相位的正余弦值与有相位偏移的输入侧电压积分量相乘，计算得到无相位偏移的输入侧电压的积分量；
(S6)根据所述无相位偏移的输入侧电压积分量与网侧电感以及静止坐标系下网侧电流α轴分量isa和β轴分量isβ，计算得到网侧电压信号的虚拟磁链，从而实现虚拟磁链观测器的相位补偿。
进一步地，所述(S1)中整流器输入侧电压Uab的表达式如下：
Figure BDA0001961480320000021
其中，Si为第i个H桥模块的开关状态，udci为第i个H桥模块的直流侧电压，i＝1,2,...n，n为H桥模块的总数。
再进一步地，所述(S2)中输入侧电压的αβ分量的表达式如下：
Figure BDA0001961480320000031
其中，uabα、uabβ分别为PWM整流器输入侧电压的αβ分量，dα、dβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量中的直流分量，a为输入侧电压的基波幅值，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间。
再进一步地，所述(S3)包括如下步骤：
(a1)将所述输入侧电压αβ分量通过高通滤波器进行滤波处理，从而滤除直流分量，得到无直流分量的输入侧电压αβ分量；
(a2)将所述无直流分量的输入侧电压αβ分量进行积分处理，得到无直流分量带有相位偏移及幅值误差的输入侧电压的积分量；
(a3)将所述无直流分量带有相位偏移及幅值误差的输入侧电压的积分量进行幅值补偿，计算得到有相位偏移的输入侧电压积分量；
(a4)将所述有相位偏移的输入侧电压积分量与输入侧电压β分量进行积化和差运算，计算得到包含基频、二倍频以及偏移相位的正余弦量；
(a5)将所述包含基频、二倍频以及偏移相位的正余弦量通过低通滤波器进行滤波处理，从而得到相位补偿分量。
再进一步地，所述(a3)中有相位偏移的输入侧电压积分量uabα_ps、uabβ_ps，其表达式如下：
Figure BDA0001961480320000032
Figure BDA0001961480320000033
其中，uabα_lpf、uabβ_lpf分别为重构输入侧电压α轴、β轴分量带有相位偏移的输入侧电压积分量，ωc为高通滤波器截止频率，
Figure BDA0001961480320000034
为相位补偿角度，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间,a为输入侧电压的基波幅值。
再进一步地，所述(a4)中包含基频、二倍频以及偏移相位的正余弦量的表达式如下：
Figure BDA0001961480320000041
其中，uabα_ps、uabβ_ps分别为输入侧电压α轴、β轴分量带相位偏移的输入侧电压积分量，dα、dβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量中的直流分量，a为输入侧电压的基波幅值，
Figure BDA0001961480320000042
为相位补偿角度，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间。
再进一步地，所述(S5)中无相位偏移的输入侧电压的积分量uabα_Integral、uabβ_Integral，其表达式如下：
Figure BDA0001961480320000051
其中，ω为网侧电压基波角频率，a为输入侧电压的基波幅值，t为系统时间，
Figure BDA0001961480320000052
为相位补偿角度。
再进一步地，所述(S6)中网侧电压信号的虚拟磁链的表达式如下：
Figure BDA0001961480320000053
其中，VFα、VFβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量的虚拟磁链，uabα_Integral、uabβ_Integral分别为输入侧电压α轴、β轴分量中无相位偏移的输入侧电压的积分量，L为网侧电感，isα、isβ分别为静止坐标系下网侧电流的α轴分量、β轴分量。
本发明的有益效果：
本发明由已知的开关状态和对应的直流侧电压重构整流器输入侧电压；将重构输入侧电压的αβ分量，通过高通滤波器滤除直流分量，通过积分器并进行幅值补偿后获得无直流分量带有相位偏移的输入侧电压积分量，随后与输入侧电压的β分量相乘，再利用低通滤波器滤波并将结果单位化，获得补偿相位的正余弦分量；将补偿相位的正余弦分量分别与带有相位偏移的电压正余弦分量的积分量进行运算，获得无相位偏移的输入侧电压的积分量；最后通过获得的输入侧电压磁链、系统反馈的电流以及电感计算得到静止坐标系下网侧电压的虚拟磁链。本发明消除了输入侧电压积分量的相位偏移，从而获得准确的磁链信息，实现了无网压传感器的网侧电压虚拟磁链准确计算。
附图说明
图1为本发明的方法流程图。
图2为单相级联H桥七电平整流器结构框图。
图3为基于一阶低通滤波器的观测器原理图。
图4为PWM整流器无网压传感器相位补偿方法原理图。
图5为磁链与网侧电压的关系图。
图6为单位化后补偿相角的正余弦分量波形图。
图7为α轴虚拟磁链与实际磁链的波形图。
图8为β轴虚拟磁链与实际磁链的波形图。
图9为未加入相位补偿的α轴虚拟磁链与实际磁链的波形图。
图10为未加入相位补偿的β轴虚拟磁链与实际磁链的波形图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
实施例
本实施例中，以单相三个H桥模块级联的PWM整流器为例进行说明。
如图1-图2所示，本发明提供了一种基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，其实现方法如下：
(S1)根据已知的开关状态和对应的直流侧电压重构整流器输入侧电压，
首先，通过获得单相级联H桥七电平的开关状态S1,S2,S3和直流侧电压Udc1，Udc2，Udc3重构输入侧电压Uab,所述输入侧电压Uab的表达如下：
Figure BDA0001961480320000071
其中，Si为第i个H桥模块的开关状态，udci为第i个H桥模块的直流侧电压，i＝1,2,3，3为H桥模块的总数，以单个H桥模块为例，当电容正向接入时Si＝1，旁路状态时Si＝0，电容反向接入时Si＝-1；
(S2)根据两相静止坐标系αβ分量与所述整流器输入侧电压，计算得到输入侧电压在两相静止坐标系下αβ分量,所述输入侧电压的αβ分量的表达式如下：
Figure BDA0001961480320000072
其中，uabα、uabβ分别为PWM整流器输入侧电压的αβ分量，dα、dβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量中的直流分量，a为输入侧电压的基波幅值，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间；
(S3)将所述输入侧电压αβ分量分别进行高通滤波以及积分处理，再与β轴的输入侧电压相乘，最后通过低通滤波器进行滤波处理，得到相位补偿分量，如图3-图4所示，其具体包括如下步骤：
(a1)将得到的输入侧电压αβ分量通过高通滤波器进行滤波处理，从而滤除直流分量，得到无直流分量的输入侧电压αβ分量；
(a2)将所述无直流分量的输入侧电压αβ分量进行积分处理，得到无直流分量带有相位偏移及幅值误差的输入侧电压的积分量；
(a3)将得到的无直流分量带有相位偏移及幅值误差的输入侧电压的积分量进行幅值补偿，得到有相位偏移的输入侧电压积分量uabα_ps、uabβ_ps，其表达式如下：
Figure BDA0001961480320000081
Figure BDA0001961480320000082
其中，uabα_lpf、uabβ_lpf分别为重构输入侧电压α轴、β轴分量带有相位偏移的输入侧电压积分量，ωc为高通滤波器截止频率，
Figure BDA0001961480320000083
为相位补偿角度，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间,a为输入侧电压的基波幅值；
(a4)将得到的有相位偏移的输入侧电压积分量与输入侧电压β分量进行积化和差运算，得到包含基频、二倍频以及偏移相位的正余弦量，其表达式如下：
Figure BDA0001961480320000084
其中，uabα_ps、uabβ_ps分别为输入侧电压α轴、β轴分量带相位偏移的输入侧电压积分量，dα、dβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量中的直流分量，a为输入侧电压的基波幅值，
Figure BDA0001961480320000085
为相位补偿角度，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间；
(a5)将得到的包含基频、二倍频以及偏移相位的正余弦量通过低通滤波器进行滤波处理，从而得到相位补偿分量，分别为a2cosΦe/2ω、a2sinΦe/2ω；
(S4)如图6所示，将得到的相位补偿分量进行单位化处理，得到补偿相位的正余弦值cosΦe、sinΦe；
(S5)将得到的补偿相位的正余弦值与有相位偏移的输入侧电压积分量相乘，得到无相位偏移的输入侧电压的积分量uabα_Integral、uabβ_Integral，其表达式如下：
Figure BDA0001961480320000091
其中，uabα_Integral、uabβ_Integral分别为输入侧电压α轴、β轴分量中无相位偏移的输入侧电压的积分量，ω为网侧电压基波角频率，a为输入侧电压的基波幅值，t为系统时间，
Figure BDA0001961480320000093
为相位补偿角度，实现了输入侧电压滞后90°和幅值为原来幅值的1/ω倍，这样就实现了输入侧电压滞后90°和幅值为原来幅值的1/ω倍；
(S6)如图5所示，根据所述无相位偏移的输入侧电压积分量与网侧电感以及静止坐标系下网侧电流α轴分量isa和β轴分量isβ，计算得到网侧电压信号的虚拟磁链，从而实现虚拟磁链观测器的相位补偿，其中，所述网侧电压信号的虚拟磁链的表达式如下：
Figure BDA0001961480320000092
其中，VFα、VFβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量的虚拟磁链，uabα_Integral、uabβ_Integral分别为输入侧电压α轴、β轴分量中无相位偏移的输入侧电压的积分量，L为网侧电感，isα、isβ分别为静止坐标系下网侧电流α轴分量、β轴分量，最终获得虚拟磁链VFα、VFβ，PWM整流器网侧电阻很小，可以忽略。
本实施例中，如图9-图10所示，在未加入相位补偿的静态坐标系下虚拟磁链VFα、VFβ的情况下与实际网侧磁链存在相位偏差，本实施例中，如图7-图8所示，通过获得了精准的虚拟磁链，从而获得准确的网侧电压。
本发明通过以上方法消除了输入侧电压积分量的相位偏移，从而获得准确的磁链信息，实现了无网压传感器的网侧电压虚拟磁链准确计算。本发明具有较强的通用性和实用性。

Claims (7)

1.一种基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，其特征在于，包括如下步骤：
(S1)根据已知的开关状态和对应的直流侧电压重构整流器输入侧电压，通过获得单相级联H桥的开关状态S1,S2,S3...Si和直流侧电压Udc1，Udc2，Udc3,...Udci重构输入侧电压Uab,所述(S1)中整流器输入侧电压Uab的表达式如下：
Figure FDA0002255777170000011
其中，Si为第i个H桥模块的开关状态，udci为第i个H桥模块的直流侧电压，i＝1,2,...n，n为H桥模块的总数，且当电容正向接入时Si＝1，旁路状态时Si＝0，电容反向接入时Si＝-1；
(S2)根据所述整流器输入侧电压与两相静止坐标系αβ分量，计算得到输入侧电压在两相静止坐标系下的αβ分量；
(S3)将所述输入侧电压αβ分量分别进行高通滤波以及积分处理，再与β轴的输入侧电压相乘，最后通过低通滤波器进行滤波处理，得到相位补偿分量；
(S4)将得到的相位补偿分量进行单位化处理，得到补偿相位的正余弦值；
(S5)将得到的补偿相位的正余弦值与有相位偏移的输入侧电压积分量相乘，计算得到无相位偏移的输入侧电压的积分量；
(S6)根据所述无相位偏移的输入侧电压积分量与网侧电感以及静止坐标系下网侧电流α轴分量isa和β轴分量isβ，计算得到网侧电压信号的虚拟磁链，从而实现虚拟磁链观测器的相位补偿。
2.根据权利要求1所述的基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，其特征在于，所述(S2)中输入侧电压的αβ分量的表达式如下：
Figure FDA0002255777170000021
其中，uabα、uabβ分别为PWM整流器输入侧电压的αβ分量，dα、dβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量中的直流分量，a为输入侧电压的基波幅值，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间。
3.根据权利要求1所述的基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，其特征在于，所述(S3)包括如下步骤：
(a1)将所述输入侧电压αβ分量通过高通滤波器进行滤波处理，从而滤除直流分量，得到无直流分量的输入侧电压αβ分量；
(a2)将所述无直流分量的输入侧电压αβ分量进行积分处理，得到无直流分量带有相位偏移及幅值误差的输入侧电压的积分量；
(a3)将所述无直流分量带有相位偏移及幅值误差的输入侧电压的积分量进行幅值补偿，计算得到有相位偏移的输入侧电压积分量；
(a4)将所述有相位偏移的输入侧电压积分量与输入侧电压β分量进行积化和差运算，计算得到包含基频、二倍频以及偏移相位的正余弦量；
(a5)将所述包含基频、二倍频以及偏移相位的正余弦量通过低通滤波器进行滤波处理，从而得到相位补偿分量。
4.根据权利要求3所述的基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，其特征在于，所述(a3)中有相位偏移的输入侧电压积分量uabα_ps、uabβ_ps，其表达式如下：
Figure FDA0002255777170000022
Figure FDA0002255777170000031
其中，uabα_lpf、uabβ_lpf分别为重构输入侧电压α轴、β轴分量带有相位偏移的输入侧电压积分量，ωc为高通滤波器截止频率，
Figure FDA0002255777170000033
为相位补偿角度，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间,a为输入侧电压的基波幅值。
5.根据权利要求3所述的基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，其特征在于，所述(a4)中包含基频、二倍频以及偏移相位的正余弦量的表达式如下：
Figure FDA0002255777170000032
其中，uabα_ps、uabβ_ps分别为输入侧电压α轴、β轴分量带相位偏移的输入侧电压积分量，dα、dβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量中的直流分量，a为输入侧电压的基波幅值，
Figure FDA0002255777170000034
为相位补偿角度，ω为网侧电压基波角频率，t为系统时间。
6.根据权利要求1所述的基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，其特征在于，所述(S5)中无相位偏移的输入侧电压的积分量uabα_Integral、uabβ_Integral，其表达式如下：
Figure FDA0002255777170000041
其中，ω为网侧电压基波角频率，a为输入侧电压的基波幅值，t为系统时间，
Figure FDA0002255777170000043
为相位补偿角度。
7.根据权利要求1所述的基于PWM整流器无网压磁链观测器相位补偿的方法，其特征在于，所述(S6)中网侧电压信号的虚拟磁链的表达式如下：
Figure FDA0002255777170000042
其中，VFα、VFβ分别为输入侧电压α轴、β轴分量的虚拟磁链，uabα_Integral、uabβ_Integral分别为输入侧电压α轴、β轴分量中无相位偏移的输入侧电压的积分量，L为网侧电感，isα、isβ分别为静止坐标系下网侧电流的α轴分量、β轴分量。
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基于虚拟磁链定向的PWM整流器控制方法研究;侯兆然;《电力系统保护与控制》;20141101;第42卷(第21期);全文 *
无电压传感PWM整流器的虚拟磁链自适应滑模观测研究;肖雄;《电工技术学报》;20150630;第30卷(第12期);全文 *

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