CN109617127A - 新型微网系统及其逆变器控制策略和小信号建模方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种新型微网系统及其逆变器控制策略和小信号建模方法，涉及微电网静态稳定性分析领域。微网系统包括逆变器、负荷、LC滤波器、微网路线和广义分布式电源；广义分布式电源可通过逆变器接入微网母线；逆变器和负荷并联接入微网母线。本发明对逆变器采取双环反下垂控制策略：功率外环控制器具备有功‑电压和无功‑频率两种反下垂控制模式，采用电压电流内环控制模块进行电压和电流的双环控制。本发明还针对微网系统和双环反下垂控制策略建立了小信号模型，通过小信号模型，分析了微网系统及其逆变器控制策略的稳定性，所采用的反下垂控制相比于传统下垂控制更有利于逆变器单元的有功精确分配与快速响应。

Description

新型微网系统及其逆变器控制策略和小信号建模方法

技术领域

本发明涉及微电网静态稳定性分析领域，尤其涉及一种新型微网系统及其逆变器控制策略和小信号建模方法。

背景技术

近年来，面对全球能源与环境问题的双重压力，电网清洁化、高效化、智能化已成为一种必然趋势。而微电网作为具有一定自治性的小型电力系统，可有效聚合风电、光伏及储能等广义分布式电源，将成为大电网的重要延伸。

考虑到这些电气距离较近的广义分布式电源多通过逆变器等电力电子设备接入微电网，一同构成了低惯性的电力电子弱系统，加之高渗透率可再生能源随机性的影响，使其在孤岛模式下相比于传统电网更易发生振荡问题。因此，对微电网内各广义分布式电源逆变器的协调控制就显得尤为重要。基于对等控制思想的下垂控制策略能够在适应微网并网与孤岛两种运行模式的同时实现供用电单元的“即插即用”，从而获得了广泛应用。然而，由于微电网中的线路阻抗呈阻性，不满足传统有功-频率、无功-电压下垂控制的解耦条件，故可采用有功-电压、无功-频率反下垂控制方法。为了分析控制策略对系统静态稳定特性的影响，常采用小信号建模的方法，结合特征根分析法能有效判断系统的小信号稳定性。

因此，本领域的技术人员致力于建立一种新型微网系统及其逆变器控制策略和小信号建模方法，该小信号建模方法可以用于完整微网的静态稳定性分析，所采用的反下垂控制相比于传统下垂控制更有利于逆变器单元的有功精确分配与快速响应。

发明内容

鉴于现有技术的上述缺陷，本发明所要解决的技术问题是电气距离较近的广义分布式电源在孤岛模式下相比于传统电网更易发生振荡问题，如何对微电网内各广义分布式电源逆变器进行协调控制。

为实现上述目的，本发明提供了一种新型微网系统，包括多个逆变器模块、负荷、微网母线和广义分布式电源；所述广义分布式电源通过所述逆变器模块接入微网母线；多个所述逆变器模块和所述负荷并联接入所述微网母线；所述逆变器模块包括双环反下垂控制器、低通滤波器和逆变器；

所述双环反下垂控制器包括功率外环控制器和电压电流内环控制器；所述功率外环控制器利用所述低通滤波器将所述广义分布式电源的瞬时输出功率转化为平均值；所述功率外环控制器具备有功-电压和无功-频率两种反下垂控制模式，通过调整有功、无功下垂系数得到所述逆变器的输出参考电压；所述电压电流内环控制器包括电压控制器和电流控制器。

进一步地，所述广义分布式电源包括风电机组、光伏电池板、蓄电池储能。

本发明还提供了一种新型微网系统的逆变器控制策略，包括d-q转换模块、功率外环控制模块和电压电流内环控制模块；所述d-q转换模块用于将所述逆变器的输出电压、输出电流转到d-q轴坐标系中和进行d-q反变换得到所述逆变器的电压调制信号；所述功率外环控制模块利用所述低通滤波器将所述广义分布式电源的瞬时输出功率转化为平均值，并采用有功-电压、无功-频率反下垂控制模式得到所述逆变器的输出参考电压。

进一步地，所述电压电流内环控制模块包括电压控制环节和电流控制环节；所述电压控制环节采用电压闭环负反馈、电流前馈和电压环PI调节器；所述电流控制环节采用电流闭环负反馈和电流环PI调节器。

本发明提供了一种新型微网系统小信号建模方法，包括以下步骤：

S1、建立逆变器控制环节小信号模型；

S2、建立单逆变器完整小信号模型；

S3、建立多逆变器微网完整小信号模型。

进一步地，所述步骤S1包括以下步骤：

S11、利用低通滤波器将广义分布式电源的瞬时输出功率转化为平均值，其计算公式如下所示：

其中，为广义分布式电源的瞬时输出功率；u_od和u_oq、i_od和i_oq分别为逆变器单元瞬时输出电压与电流在d、q轴的分量；P_o、Q_o为经低通滤波器滤波后得到有功、无功功率的平均值；ω_c为低通滤波器的截止频率；

功率外环控制器采用有功-电压、无功-频率反下垂控制模式，即：

其中，ω为逆变器输出角频率，即电压相角对时间的导数；ω_N、U_N分别为空载输出频率和电压幅值；m_p、m_q分别为有功、无功下垂系数；P_N、Q_N为额定输出功率；

S12、可建立电压电流控制环的小信号模型，计算公式如下所示：

其中，所述所述和所述γ_d、所述γ_q分别为电压环PI调节器和电流环PI调节器积分环节输出；所述k_pv、所述k_iv与所述k_pc、所述k_ic分别为电压环PI调节器和电流环PI调节器的比例、积分系数；所述G为电流前馈系数；所述所述为输入到电流环的参考值；所述所述为输入到PWM的电压信号参考值。

进一步地，所述步骤S2包括以下步骤：

S21、将逆变器的d-q轴状态变量转换到全局坐标系上：选取逆变器中的第一台所述逆变器作为参考逆变器，所述参考逆变器的d-q轴作为所述全局坐标系；其余逆变器d-q轴与所述全局坐标系的相角差可定义为：

δ＝∫(ω-ω_com)dt；

其中，所述ω_com为所述全局坐标系的旋转角频率，相应小信号模型为：

S22、将逆变器的输出电流与微网母线电压用所述全局坐标系进行表示：

对应小信号模型分别为：

S23、得到单逆变器的完整小信号模型为：

其中，所述A_inv,1为12阶方阵，所述A_inv,i(i≠1)为13阶方阵。

进一步地，所述参考逆变器状态变量包括经低通滤波器后的输出有功、经低通滤波器后的无功功率平均值、电压控制环PI调节器的积分环节输出的d轴分量和q轴分量、电流控制环PI调节器的积分环节输出的d轴分量和q轴分量、低通滤波器输入端电流的d轴分量和q轴分量、所述参考逆变器经所述LC滤波器后的输出端电压的d轴分量和q轴分量、所述参考逆变器经所述LC滤波器后的输出端电流的d轴分量和q轴分量；除所述参考逆变器之外的逆变器状态变量还包括相角差变量；除所述参考逆变器，其余逆变器的状态变量均为13个。

进一步地，所述步骤S3包括以下步骤：

S31、s个所述逆变器并联的状态空间产生13s-1个状态变量；得到多逆变器并联模型：

其中，

S32、负荷小信号模型是RL型负荷，n个负荷产生2n个所述状态变量；可通过类比滤波器与输电支路环节的小信号模型得到：

S33、用矩阵形式表示第j个负荷的小信号模型为：

所有n个负荷的集聚模型可表示为：

[Δi_loadDQ]＝[Δi_loadDQ,1,Δi_loadDQ,2,…,Δi_loadDQ,n]^T；

其中，所述A_LOAD为2n×2n阶方阵；所述B_LOAD、所述B_LOADw分别为2n×2、2n×1阶系数矩阵；

S34、基于双环反下垂控制的多逆变器微网小信号模型共包含13s+2n-1个状态变量；所述基于双环反下垂控制的多逆变器微网小信号模型的13s+2n-1阶模型表示如下：

其中：

A₁＝A_INV+B_INVR_MD_INVC_INVc；

A₂＝B_INVR_MD_LOAD；

A₄＝A_LOAD+B_LOADR_MD_LOAD；

A₃＝B_LOADR_MD_INVC_INVc+B_LOADwC_INVw。

进一步地，所述基于双环反下垂控制的多逆变器微网小信号模型是将所有动态非线性方程在所述逆变器初始稳态运行点线性化后得到的。

与现有技术相比，通过本发明所提出的新型微网系统及其逆变器控制策略和小信号建模方法，达到了以下明显的技术效果：

该新型微网系统及其逆变器控制策略和小信号建模方法可以用于完整微网的静态稳定性分析，所采用的反下垂控制相比于传统下垂控制更有利于逆变器单元的有功精确分配与快速响应。

以下将对本发明的构思及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本发明的目的、特征和效果。

附图说明

图1是本发明的一个较佳实施例的新型微网系统小信号建模方法的流程图；

图2是本发明的一个较佳实施例的新型微网系统的多逆变器并联结构示意图；

图3是本发明的一个较佳实施例的电压电流双环控制框图；

图4是本发明的一个较佳实施例有功下垂系数增大时系统主特征根轨迹图；

图5是本发明的一个较佳实施例无功下垂系数增大时系统主特征根轨迹图。

具体实施方式

以下介绍本发明的优选实施例，使其技术内容更加清楚和便于理解。本发明可以通过许多不同形式的实施例来得以体现，本发明的保护范围并非仅限于文中提到的实施例。

如图2所示，本发明提供了一种新型微网系统，包括多个逆变器模块、负荷、微网母线和广义分布式电源；广义分布式电源通过逆变器模块接入微网母线；多个逆变器模块和负荷并联接入微网母线；逆变器模块包括双环反下垂控制器、低通滤波器和逆变器。广义分布式电源可以是风电机组、光伏电池板、蓄电池储能中的一种或几种。低通滤波器选用的是LC滤波器。

在本实施例的微网系统中，广义分布式电源通过逆变器接入微电网，一同构成了低惯性的电力电子弱系统，同时由于高渗透率可再生能源随机性的影响，使其在孤岛模式下相比于传统电网更易发生震荡问题。在现有技术中，基于对等控制思想下的下垂控制策略能够在适应微网并网与孤岛两种运行模式的同时实现供用电单元的即插即用，得到了广泛应用。但是，由于微网系统中的线路阻抗呈阻性，不满足传统有功-频率、无功-电压下垂控制的解耦条件，故本实施例提供了一种有功-电压、无功-频率的反下垂控制方法，具体包括：

通过d-q转换模块，将逆变器的输出电压、输出电流转到d-q轴坐标系中；通过功率外环控制模块，利用LC滤波器将所述广义分布式电源的瞬时输出功率转化为平均值，并采用有功-电压、无功-频率反下垂控制模式得到逆变器的输出参考电压；采用电压电流内环控制模块进行控制；通过d-q转换模块，进行d-q反变换得到逆变器的电压调制信号。

如图3所示，电压电流内环控制模块本身是双环控制结构，包括电压控制环节和电流控制环；电压控制环包括电压闭环负反馈、电流前馈和PI调节器，用于保持逆变器的输入电压稳定并产生所述电流控制环的输入参考值；电流控制环包括电流闭环负反馈和PI调节器，用于保持逆变器的输出电流稳定并产生电压调制信号的参考值。

为了分析控制策略对系统静态稳定性的影响，本实施例还提供了一种小信号建模方法，结合特征根分析法，对微网系统的稳定性进行了分析。如图1所示，小信号建模方法步骤如下：

步骤1：建立逆变器控制环节小信号模型。逆变器控制环节包括d-q变换模块、功率外环控制模块和电压电流内环控制模块三个部分。d-q变换模块具有两个主要功能，其一是将逆变器的输出电压、电流转换到自身d-q轴坐标系中，便于计算所述广义分布式电源的瞬时输出功率；其二是将电压电流内环控制器的输出电压信号进行d-q反变换得到所述逆变器的电压调制信号。

功率外环控制模块利用LC滤波器将广义分布式电源的瞬时输出功率转化为平均值。同时考虑到微网线路呈阻性的特点，采用有功-电压、无功-频率反下垂控制模式。具体小信号模型如下：

其中，为广义分布式电源的瞬时输出功率；u_od和u_oq、i_od和i_oq分别为逆变器单元瞬时输出电压与电流在d、q轴的分量；P_o、Q_o为经LC滤波器滤波后得到有功、无功功率的平均值；ω_c为LC滤波器的截止频率。

电压电流控制模块的小信号模型如下：

其中，与γ_d、γ_q分别为电压环与电流环的PI调节器积分环节输出；k_pv、k_iv与k_pc、k_ic分别为电压环与电流环的比例、积分系数；G为电流前馈系数； 为输入到电流环的参考值；为输入到PWM的电压信号参考值。

步骤2：建立单逆变器完整小信号模型。单逆变器完整小信号模型除了上述逆变器控制环节小信号模型以外还要考虑LC滤波器与输电支路环节，滤波器的输入端电压和电流分别为u_in、i_l，并假设所述逆变器输出电压可有效跟踪调制指令，即得到线性化后滤波器与输电支路的小信号模型为：

其中，ω₀、I_ld、I_lq为初始运行状态值。

考虑到最终要建立包含多逆变器的完整微网小信号模型，需要将各逆变器的d-q轴状态变量转换到全局坐标系上。选取第一个逆变器作为参考，则其余逆变器(i≠1)d-q轴与全局D-Q轴的相角差对应的小信号模型为：

同时，逆变器的输出电流与微网母线电压需要用全局坐标系中的D-Q分量进行表示，对应小信号模型分别为：

这样，除第一个参考逆变器外，其余逆变器的状态变量均为13个，即：

参考逆变器比其余逆变器少一个相角差变量，共12个状态变量，得到单逆变器的完整小信号模型：

其中，A_inv,1为12阶方阵，A_inv,i(i≠1)为13阶方阵；[Δi_oDQ,i]＝[Δi_oD,i,Δi_oQ,i]^T。

步骤3：建立多逆变器微网完整小信号模型。该模型由多逆变器并联小信号模型、负荷小信号模型组成，逆变器与负荷均直接并联接入微网母线；由于多个广义分布式电源输出电压间存在相角差，故不同逆变器的状态变量耦合问题，即：

ω_com＝ω₁＝C_invw,1[Δx_inv,1]。

本实施例考虑2个广义分布式电源并联接入微网母线的情况，对应状态空间：[Δx_INV]＝[Δx_inv,1,Δx_inv,2]^T，共25个状态变量，得到多逆变器并联小信号模型：

其中，

负荷小信号模型考虑RL型负荷，其中电阻和电感值已包含所在配电支路阻抗，可通过类比滤波器与输电支路环节的小信号模型得到：

用矩阵形式表示第j个负荷的小信号模型即为：

本实施例中考虑3条配电支路，所有负荷的集聚模型可表示为：

其中，[Δi_loadDQ]＝[Δi_loadDQ,1,Δi_loadDQ,2]^T；A_LOAD为6×6阶方阵；B_LOAD、B_LOADw分别为6×2、6×1阶系数矩阵。

由于多逆变器并联小信号模型与负荷小信号模型中均包含微网母线电压这一公共输入变量，故微网母线电压可通过引入足够大的虚拟电阻r_M后由逆变器输出电流和负荷所在配电支路电流线性表示：

[Δu_bDQ]＝R_M(D_INV[Δi_oDQ]+D_LOAD[Δi_loadDQ])

其中，R_M＝diag(r_M,r_M)；D_INV、D_LOAD均为电流流向关系矩阵，分别为2×4阶与2×6阶，电流注入微网母线时对应位置元素为1，流出微网母线则为1。这样，完整微网的31阶小信号模型表示如下：

其中，A₁＝A_INV+B_INVR_MD_INVC_INVc；A₂＝B_INVR_MD_LOAD；A₄＝A_LOAD+B_LOADR_MD_LOAD；A₃＝B_LOADR_MD_INVC_INVc+B_LOADwC_INVw。

本实施例中逆变器与负荷参数见表1，微网初始运行角频率均为ω₀＝314Hz，其余稳态运行值见表2。

表1

表2

本实施例中广义分布式电源1、2的额定有功功率分别为10kW和8kW，取m_p,1:m_p,2＝1.25:1，稳态运行时的角频率ω₀＝314Hz。需要注意的是上述建立的微网小信号模型中状态变量共31个，但实际独立的只有27个(编号1-27)，故矩阵A_MG特征值中存在4个零根可以忽略。

固定无功下垂系数：

[m_q,1,m_q,2]＝[1.25,1]×10^-3

有功下垂系数：

[m_p,1,m_p,2]＝α[1.25,1]×10^-3

α为整数乘子，取值为1-1000，观察有功下垂系数倍增过程中A_MG实部最大的特征根(主导特征根)，发现此特征根的编号并不是一成不变的，而且会交替出现，所有出现过的编号为11-12、24、26-27。绘制这些编号对应的主特征根轨迹，如图4所示。可以发现，编号24、26-27的特征根轨迹集中在[-10,-9.75)，而编号11-12的特征根轨迹变化范围较大，并于α＝938时进入正半平面，说明m_p最大可取到937×[1.25,1]×10^-3≈[1.171,0.937]，比同样条件下采用传统下垂控制的有功下垂系数取值上限高三个数量级。考虑到有功下垂参数取值越大越能降低支路电阻对有功功率分配的影响，且有利于提高逆变器单元的响应速度，说明采用的反下垂控制相比于传统下垂控制更有利于逆变器单元的有功精确分配与快速响应。

固定有功下垂系数[m_p,1,m_p,2]＝[1.25,1]×10^-3，无功下垂系数[m_q,1,m_q,2]从[1.25,1]×10^-5开始倍增，乘子α同样取1-1000，此时主导特征根出现过的编号为19-20、23-25，对应主特征根轨迹如图5所示。同理可以看出，编号23-25的特征根轨迹集中在(-35,-5)，并且呈缓慢减小趋势，而编号19-20的特征根轨迹随m_q的增大逐渐向虚轴靠近，并于α＝895时进入正半平面，说明m_q最大可取到894×[1.25,1]×10^-5≈[0.011,0.009]。考虑到逆变器并联阻抗对无功功率分配的影响不大，故即使采用反下垂控制时无功下垂系数取值上限较小，但调节能力依然能得到保障，同时还可借助其他无功补偿装置实现无功功率的快速调节。

以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。

Claims (10)

1.一种新型微网系统，其特征在于，所述微网系统包括多个逆变器模块、负荷、微网母线和广义分布式电源；所述广义分布式电源通过所述逆变器模块接入微网母线；多个所述逆变器模块和所述负荷并联接入所述微网母线；所述逆变器模块包括双环反下垂控制器、低通滤波器和逆变器；

所述双环反下垂控制器包括功率外环控制器和电压电流内环控制器；所述功率外环控制器利用所述低通滤波器将所述广义分布式电源的瞬时输出功率转化为平均值；所述功率外环控制器具备有功-电压和无功-频率两种反下垂控制模式，通过调整有功、无功下垂系数得到所述逆变器的输出参考电压；所述电压电流内环控制器包括电压控制器和电流控制器。

2.如权利要求1所述的新型微网系统，其特征在于，所述广义分布式电源包括风电机组、光伏电池板、蓄电池储能。

3.一种如权利要求1所述的新型微网系统的逆变器控制策略，其特征在于，所述逆变器模块包括d-q转换模块、功率外环控制模块和电压电流内环控制模块；所述d-q转换模块用于将所述逆变器的输出电压、输出电流转到d-q轴坐标系中和进行d-q反变换得到所述逆变器的电压调制信号；所述功率外环控制模块利用所述低通滤波器将所述广义分布式电源的瞬时输出功率转化为平均值，并采用有功-电压、无功-频率反下垂控制模式得到所述逆变器的输出参考电压。

4.如权利要求3所述的新型微网系统的逆变器控制策略，其特征在于，所述电压电流内环控制模块包括电压控制环节和电流控制环节；所述电压控制环节采用电压闭环负反馈、电流前馈和电压环PI调节器；所述电流控制环节采用电流闭环负反馈和电流环PI调节器。

5.一种新型微网系统小信号建模方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、建立逆变器控制环节小信号模型；

S2、建立单逆变器完整小信号模型；

S3、建立多逆变器微网完整小信号模型。

6.如权利要求5所述的新型微网系统小信号建模方法，其特征在于，所述步骤S1包括以下步骤：

S11、利用低通滤波器将广义分布式电源的瞬时输出功率转化为平均值，其计算公式如下所示：

其中，为广义分布式电源的瞬时输出功率；u_od和u_oq、i_od和i_oq分别为逆变器单元瞬时输出电压与电流在d、q轴的分量；P_o、Q_o为经低通滤波器滤波后得到有功、无功功率的平均值；ω_c为低通滤波器的截止频率；

功率外环控制器采用有功-电压、无功-频率反下垂控制模式，即：

其中，ω为逆变器输出角频率，即电压相角对时间的导数；ω_N、U_N分别为空载输出频率和电压幅值；m_p、m_q分别为有功、无功下垂系数；P_N、Q_N为额定输出功率；

S12、可建立电压电流控制环的小信号模型，计算公式如下所示：

其中，所述所述和所述γ_d、所述γ_q分别为电压环PI调节器和电流环PI调节器积分环节输出；所述k_pv、所述k_iv与所述k_pc、所述k_ic分别为电压环PI调节器和电流环PI调节器的比例、积分系数；所述G为电流前馈系数；所述所述为输入到电流环的参考值；所述所述为输入到PWM的电压信号参考值。

7.如权利要求5所述的新型微网系统小信号建模方法，其特征在于，所述步骤S2包括以下步骤：

S21、将逆变器的d-q轴状态变量转换到全局坐标系上：选取逆变器中的第一台所述逆变器作为参考逆变器，所述参考逆变器的d-q轴作为所述全局坐标系；其余逆变器d-q轴与所述全局坐标系的相角差可定义为：

δ＝∫(ω-ω_com)dt；

其中，所述ω_com为所述全局坐标系的旋转角频率，相应小信号模型为：

S22、将逆变器的输出电流与微网母线电压用所述全局坐标系进行表示：

对应小信号模型分别为：

S23、得到单逆变器的完整小信号模型为：

其中，所述A_inv,1为12阶方阵，所述A_inv,i(i≠1)为13阶方阵。

8.如权利要求7所述的新型微网系统小信号建模方法，其特征在于，所述参考逆变器状态变量包括经低通滤波器后的输出有功、经低通滤波器后的无功功率平均值、电压控制环PI调节器的积分环节输出的d轴分量和q轴分量、电流控制环PI调节器的积分环节输出的d轴分量和q轴分量、低通滤波器输入端电流的d轴分量和q轴分量、所述参考逆变器经所述LC滤波器后的输出端电压的d轴分量和q轴分量、所述参考逆变器经所述LC滤波器后的输出端电流的d轴分量和q轴分量；除所述参考逆变器之外的逆变器状态变量还包括相角差变量；除所述参考逆变器，其余逆变器的状态变量均为13个。

9.如权利要求5所述的新型微网系统小信号建模方法，其特征在于，所述步骤S3包括以下步骤：

S31、s个所述逆变器并联的状态空间产生13s-1个状态变量；得到多逆变器并联模型：

其中，

S32、负荷小信号模型是RL型负荷，n个负荷产生2n个所述状态变量；可通过类比滤波器与输电支路环节的小信号模型得到：

S33、用矩阵形式表示第j个负荷的小信号模型为：

所有n个负荷的集聚模型可表示为：

[Δi_loadDQ]＝[Δi_loadDQ,1,Δi_loadDQ,2,…,Δi_loadDQ,n]^T；

其中，所述A_LOAD为2n×2n阶方阵；所述B_LOAD、所述B_LOADw分别为2n×2、2n×1阶系数矩阵；

S34、基于双环反下垂控制的多逆变器微网小信号模型共包含13s+2n-1个状态变量；所述基于双环反下垂控制的多逆变器微网小信号模型的13s+2n-1阶模型表示如下：

其中：

A₁＝A_INV+B_INVR_MD_INVC_INVc；

A₂＝B_INVR_MD_LOAD；

A₄＝A_LOAD+B_LOADR_MD_LOAD；

A₃＝B_LOADR_MD_INVC_INVc+B_LOADwC_INVw。

10.如权利要求9所述的新型微网系统小信号建模方法，其特征在于，所述基于双环反下垂控制的多逆变器微网小信号模型是将所有动态非线性方程在所述逆变器初始稳态运行点线性化后得到的。