CN109596874A - 一种驱动能力增强的阻抗变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种驱动能力增强的阻抗变换电路，在现有阻抗变换电路的基础上，增加集电极电流检测电路用于检测高频晶体三极管的集电极电流并输出反馈控制电压，同时，将程控电流源改由输出反馈控制电压控制的压控电流源，并在集电极电流增加时，减小压控电流源电流，在集电极电流减小时，增加压控电流源电流，这样，能够在阻抗变换电路负载发生变化，使得交流增益保持不变，增强了阻抗变换电路的驱动能力。同时，与现有技术相比，交流增益的调节为自动调节，不需要软件重新进行设置，简化了调试过程；在直流偏置电压存在的情况下，仍然能够确保交流增益基本不变，使得交流增益与直流增益一致，确保了增益稳定性和频率响应平坦度。

Description

一种驱动能力增强的阻抗变换电路

技术领域

本发明属于高速数据采集中模拟信号调理技术领域，更为具体地讲，涉及一种驱动能力增强的阻抗变换电路。

背景技术

模拟信号调理前端电路(模拟前端电路)是许多数据采集系统中不可或缺的重要部分，用于实现对输入的被测信号的放大或衰减、阻抗变换、偏置调整等功能，从而实现对被测信号的精确定量测量。

在通用电子测试仪器中，数字示波器需要对各种宽带信号进行测试，因此其频率响应覆盖直流低频段和高频段信号，也就是要求模拟前端电路的直流(DC)增益和交流增益相同。

图1是数字示波器模拟前端电路的结构示意图。

如图1所示，常见的数字示波器模拟前端电路包括无源衰减网络、阻抗变换电路、偏置调节电路(未画出，其提供偏置调节)、可变增益放大电路、ADC驱动电路等几部分电路。其中，无源衰减网络对大信号进行衰减，小信号则直接通过，实现基本的粗增益控制；阻抗变换电路用于对被测信号的缓冲，实现高阻输入，低阻输出，并能够对被测信号进行偏置电压调节；可变增益放到电路根据数字示波器垂直灵敏度，进行增益控制，通常宽带数字示波器模拟前端电路中，该电路是由数控衰减器和固定增益放大器组成；最后信号一部分去触发通道用于实现同步，另一部分经过ADC驱动电路，送至ADC进行量化。

一般阻抗变换电路可以用运算放大器来实现，但对于从频率响应覆盖直流到GHz量级带宽的运算放大器几乎没有，所以，如图2所示，对于宽带数字示波器的阻抗变换电路，通常采用对信号高频分量，低频分量分路径的方式进行传输，最后再合成。由于是通过分立元件搭建阻抗变换电路，交流增益和直流增益如果不一致，会表现在低频方波失真，原因是交流通路中分立元器件晶体管等对于不同的静态电流，表现出不同的交流增益(G_AC)，而当直流通路的增益(G_DC)固定不变，则会出现当G_AC与G_DC不一致的情况，时域表现为低频方波信号失真，如图3所示；而频域表现为信号频率响应不平坦。

2017年10月31日授权公告的、公告号为CN105116362B、名称为“一种具有程控校正功能的示波器模拟前端阻抗变换电路”的中国发明专利，如图4所示，输入待测信号V_i进入阻抗变换电路的两条路径，高频路径经过C3通过，送至高频晶体管Q₁中；低频路径经过R₁、R₂分压后送至运算放大器U₁构建的负反馈电路中，其中R₇为反馈电阻，只要阻抗变换电路中参数调节合适，输出电压V_o与输入V_i成线性比例。

直流信号增益为G_DC主要受低频反馈电路影响，不妨假定此时输入为直流信号，如图4中所示，V_i为输入直流信号，V_i'为运放的正向端输入电压，则有

V_os是直流偏置调节输入电压，根据运放同向反向输入端“虚短”的特点，有：

根据公式(1)和公式(2)可得到如下关系

根据公式(3)，当直流偏置调节电压V_os＝0时，可得低频直流增益G_DC

交流信号增益G_AC由宽带晶体管的插入损耗A决定，通常衰减约0.5～2dB；

G_AC＝A (5)

要实现电阻的频响在较宽范围内平坦一致，需要高频增益和低频增益相等，即

G_AC＝G_DC＝A (6)

根据公式(4)和公式(6)，可以得到

由公式(7)可得，通过调节电阻R₆，可以使得电路总体上是保证直流低频增益和交流高频增益一致。

另外，R₄、R₅和C₄组成一个局部负反馈，其分压比例同R₁和R₂分压比例相当，满足如下条件：

按照上述关系式调节阻容元件参数，使得该阻抗变换电路总体频率响应满足设计要求。

以下将分析交流增益G_AC(即插入损耗A)大小及影响因素。插入损耗主要由共集电路的增益决定。

图5是共集电极电路中三极管交流等效电路图。晶体管的射极引入了恒流源，所以实际电路中的R_e′＝(R₈+R_CS)//R_L。其中R_CS为恒流源等效阻抗。因为恒流源的等效阻抗相当于无穷大，所以，实际R_e′≈R_L。因此，实际的交流等效电路图应为图6所示。

高频晶体管共集放大电路的增益如下：

其中β为晶体管的电流放大倍数，由器件自身特性决定，Re为与发射极所接各个电阻的等效电阻，r_be为晶体管基极到发射极的等效电阻，表达式如下：

其中U_T为半导体PN结温度当量，常温下约为26mV，r_bb’为基区体电阻，仅仅与杂质浓度和制造工艺相关，I_EQ为发射极静态电流，与所接静态负载有关，及r_be与晶体管静态参数相关。将公式(10)代入公式(9)可得：

由公式(11)可得，在器件选定的情况下，晶体管交流增益主要受发射极静态电流I_EQ以及负载R_L影响。

按照图4的电路方案，I_L为大小与V_o和R_L有关，I_E1受压控电流源控制，由电流节点定律有

则有如下关系：

所以交流增益G_AC受电流源控制电压V_IC的影响，当输入待测信号含有直流分量或者负载变化时，I_EQ将随之改变并最终导致交流增益G_AC变化。此时可以通过V_IC调节，使得G_AC回到原值，从而确保交流增益和直流增益一致。

但上述已有方案也存在两点的不足：

一、调试过程复杂

负载变化，Q₁晶体管I_EQ也会随之产生一定变化，此时需要重新设置V_IC调节，如果负载动态变化，不得不经常调节电流源控制电压V_IC，使调试过程变得繁琐。

图7利用仿真软件给出了电路的频率响应在不同负载下的变化情况。从图7可以看到，在负载电阻变化时，电路的增益变化明显，最大变化量可以达到1.2dB，因此接不同负载R_L，需要重新调节控制电压V_IC。

二、输入的待测信号中叠加直流偏置的时候影响频率响应，误差较大

如果输入的待测信号中增加直流偏置信号，将导致负载电流I_L明显变化，而压控电流源的电流无法根据负载的直流偏置大小做实时调整仍为一固定值，此时由公式(12)可知，I_EQ将随直流偏置而改变，即三极管的静态工作电流随输入的直流偏置电压改变而改变，而三极管的频响特性与静态工作电流密切相关，因此电路的整体频响将随输入的待测信号直流偏置量而波动，带宽变差。

输入待测信号带有直流偏置时，设其偏置量为V_offset，由于压控电流源电流I_E1无法根据输入信号的直流偏置做实时调节，对公式(12)两边取微分，有

即I_EQ的变化量与负载电流I_L的变化量相当。

图8给出了输入直流偏置电压变化情况下，电路的频率响应仿真图。从图8可以看出，输入的待测信号直流偏置电压对阻抗变换电路的增益影响显著，最大变化量可以达到5dB以上。由于输入的待测信号直流偏置电压不是能事先获取，现有的阻抗变换电路无法进行事先的电流源控制电压的调节。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种驱动能力增强的阻抗变换电路，解决现有模拟前端阻抗变换电路的增益稳定性不佳和频率响应不够平坦的问题，以增强阻抗变换电路在负载变化以及输入的待测信号直流偏置电压变换情况下的驱动能力。

为实现上述发明目的，本发明驱动能力增强的阻抗变换电路，包括：

一耦合电容；

NPN型的高频晶体三极管，其发射极为输出端，与负载连接，其集电极连接到正电源，被测信号经过耦合电容输入到高频晶体三极管的基极，

第一、第二电阻以及第一运算放大器，被测信号经过第一电阻后连接到第一运算放大器的正相输入端，第二电阻连接在第一运算放大器的正相输入端与地之间；

偏置调节电阻，偏置调节电压通过该电阻接入第一运算放大器的反相输入端；

第三、第四、第五电阻以及局部反馈电容，第一运算放大器的输出端通过第三电阻连接到高频晶体三极管的基极，同时通过第四电阻、第五电阻连接到地，局部反馈电容连接在第一运算放大器的反相输入端与第四电阻、第五电阻的连接点之间；

反馈电阻，连接在高频晶体三极管发射极与第一运算放大器的反相输入端；

压控电流源，高频晶体三极管发射极经发射极电阻、压控电流源连接到负电源；

其特征在于，还包括：

集电极电流检测电路，用于检测高频晶体三极管的集电极电流，并输出反馈控制电压，控制压控电流源：在集电极电流增加时，减小压控电流源电流，在集电极电流减小时，增加压控电流源电流。

本发明的目的是这样实现的。

本发明驱动能力增强的阻抗变换电路，在现有阻抗变换电路的基础上，增加集电极电流检测电路用于检测高频晶体三极管的集电极电流并输出反馈控制电压，同时，将程控电流源改由输出反馈控制电压控制的压控电流源，并在集电极电流增加时，减小压控电流源电流，在集电极电流减小时，增加压控电流源电流，这样，能够在阻抗变换电路负载发生变化，自动调节压控电流源电流，从而使高频晶体三极管的集电极电流保持基本不变，进而使得交流增益保持不变，解决了现有模拟前端阻抗变换电路的增益稳定性不佳和频率响应不够平坦的问题，增强了阻抗变换电路的驱动能力即负载的变化不会影响增益稳定性和频率响应的平坦度。同时，与现有技术相比，交流增益的调节为自动调节，不需要软件重新进行设置，简化了调试过程。

此外，本发明输入的待测信号带有直流偏置信号时，现有技术采用的程控调节交流增益的方式将不适用，无法根据输入的待测信号的直流偏置电压做实时调节，而本发明很好地解决了这样一问题，在直流偏置电压存在的情况下，仍然能够确保交流增益基本不变，使得交流增益与直流增益一致，确保了增益稳定性和频率响应平坦度。

附图说明

图1是数字示波器模拟前端电路的结构示意图；

图2是高低频分量分路径传输阻抗变换原理框图；

图3是低频方波输入经过阻抗变换电路之后的失真波形图；

图4是现有阻抗变换电路的原理图；

图5是共集电极电路中三极管交流等效电路图；

图6是实际电路中三极管交流等效电路图；

图7是射极连接固定恒流源负载变化时电路的频响变化曲线图；

图8是输入直流偏置电压变化情况下阻抗变换电路的频率响应仿真图；

图9是驱动能力增强的阻抗变换电路一种具体实施方式电路原理图；

图10是集电极电流检测电路的反馈控制电压抑制高频晶体三极管集电极电流变化的过程示意图；

图11是本发明阻抗变换电路的低频交流增益变化曲线图；

图12是本发明阻抗变换电路中不同直流偏置下增益变化曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

图9是驱动能力增强的阻抗变换电路一种具体实施方式电路原理图。

在本实施例中，如图9所示，本发明驱动能力增强的阻抗变换电路与已有技术方案(如图4所示)区别在于增加了集电极电流检测电路，并且程控电流源改由输出反馈控制电压控制的压控电流源。这样，能够在阻抗变换电路负载发生变化，自动调节压控电流源电流，从而使第一高频晶体三极管的集电极电流保持基本不变，进而使得交流增益保持不变，解决了现有模拟前端阻抗变换电路的增益稳定性不佳和频率响应不够平坦的问题。

在本实施例中，如图9所示，耦合电容为C₃、NPN型的高频晶体三极管为Q₁、第一、第二电阻以及第一运算放大器分别为R₁、R₂以及U₁、偏置调节电阻为R₆、第三、第四、第五电阻以及局部反馈电容分别为R₃、R₄、R₅以及C₄、反馈电阻为R₇、发射极电阻为R₈。

在本实施例中，如图9所示，压控电流源为第二运算放大器U₂、NPN型的晶体三极管Q₂以及电阻R₁₃、R₁₄、R₁₅、R₂₀构成的反相放大器，电阻R₁₃接第二运算放大器的U₂的正相输入端，反馈控制电压V_sample通过电阻R₁₄连接到第二运算放大器的U₂的反相输入端，电阻R₁₅连接到第二运算放大器的U₂的反相输入端与晶体三极管Q₂的发射极，晶体三极管Q₂的发射极通过电阻R₂₀连接到地，晶体三极管Q₂的集电极通过发射极电阻R₈连接到高频晶体三极管发射极。当反馈控制电压V_sample增加时，经过电阻R₁₄、R₁₅电流增减，电阻R₁₅的压降增加，电阻R₂₀两端电压下降，流经电阻R₂₀的电流减小，即流经发射极电阻R₈的电流即压控电流源的电流I_E1减小；反之，则反馈控制电压V_sample减小时，流经发射极电阻R₈的电流即压控电流源的电流I_E1增加。

在本实施例中，如图9所示，集电极电流检测电路为电流检测电阻R₉、第三运算放大器U₃以及第六电阻R₁₀、第七电阻R₁₁、第八电阻R₁₂、第九电阻R₁₃构成的同相放大器；

所述高频晶体三极管Q₁的集电极通过电流检测电阻R₉接到正电源V_cc，第六电阻R₁₀连接在正电源V_cc与第三运算放大器U₃的正相输入端，第七电阻R₁₁连接在高频晶体三极管Q₁的集电极与第三运算放大器U₃的反相输入端，第八电阻R₁₂连接在第三运算放大器U₃的反相输入端与输出端，第九电阻R₁₃连接在第三运算放大器U₃的正相输入端与地之间，第三运算放大器U₃的输出端输出反馈控制电压V_sample。

本发明思路在于改善由于输入的待测信号带有直流偏置或负载变化而导致的集电极静态电流I_EQ改变从而导致的频率响应变化的问题。由上文的分析可知，高频晶体三极管的频率响应与其集电极静态电流I_CQ及射极静态电流I_EQ关系密切。稳定集电极静态电流I_CQ及射极静态电流I_EQ对于不同情况下的频响一致性十分重要。实际工程中I_CQ≈I_EQ，所以可以通过稳定集电极静态电流I_CQ来提高频响的一致性。在本实施例中，在高频晶体管发射极输出端设置了压控电流源负载，该压控电流源电流受到集电极上的电流检测电阻R₉两端电压控制，这样引入了负反馈来减小稳定集电极静态电流I_CQ的变化。

下面结合附图，将对本实施例的工作原理进行简要分析，以便理解本发明

如图9，压控电流源的电流I_E1与输出反馈控制电压V_sample的成反比关系，其关系满足：

其中，V_ss为负电源电压。

设图9中A点电压为V_A，B点电压为V_B，则有：

实际工程中，可以选取R₁₀＝R₁₁＝R₁₂＝R₁₃来简化分析计算过程，此时

Vsample＝V_A-V_B＝I_CQ·R₉ (17)

对于高频晶体三极管的发射极点C的电流关系进行分析，可以得到如下关系：

I_CQ+I_BQ＝I_EQ＝I_E1+I_L (18)

其中，I_L为阻抗变换电路的负载电流。

由于高频晶体三极管基极电流I_BQ远远小于发射极I_EQ，所以可以认为

I_CQ≈I_EQ＝I_E1+I_L (19)

当加入直流偏置或者负载变化导致负载电流I_L增大(减小)时，由公式(17)可知，高频晶体三极管集电极电流I_CQ增大(减小)，电流检测电阻R₉两端电压差升高(降低)，反馈控制电压V_sample增大(减小)，I_E1减小(增大)，

由公式(18)可知，此高频晶体三极管集电极电流I_CQ减小(增大)。结果因为直流偏置或者负载变化导致的高频晶体三极管集电极电流I_CQ增大(减小)的部分被恒流源的变化所抵消，高频晶体三极管集电极电流I_CQ将基本不变。可将上述过程简写为如图10所示。

接下来将对该过程作定量分析，得出直流偏置或负载变化时高频晶体三极管集电极电流I_CQ的具体变化量大小，以说明高频晶体三极管集电极电流I_CQ在不同情况下基本可以保持不变。

对公式(19)两边求微分得：

dI_CQ＝d(I_E1+I_L)＝dI_E1+d_IL (20)

由于高频晶体三极管的发射极串联了受到集电极电流检测电阻R₉电压即反馈控制电压V_sample控制的压控电流源，所以：

因此对公式(21)两端求微分，有：

将公式(22)带入公式(20)并整理，可得

由公式(12)可以知，负载电流I_L与负载电阻R_L及输出信号的直流分量V_O均有关。下面将分别分析输出信号的直流分量变化或负载阻值变化时负载电流I_L的变化量dI_L，并带入公式(23)得到不同变化情况下高频晶体三极管集电极电流I_CQ的变化量dI_CQ的大小。

1、直流偏置不变，负载阻值变化的情况。

在本实施例中，阻抗变换电路的后级负载为数控衰减器，由于在数字示波器不同的幅度档位下，数控衰减器有不同的衰减倍数以及不同的等效输入阻抗，所以实际中需要考虑该电路后级负载电阻R_L变化时对高频晶体三极管集电极电流I_CQ的影响。如果负载电阻R_L变化，假设输入直流分量或者直流偏置为V，那么有：

此时带入公式(23)有：

在公式(25)中可以看到，在阻值取值合适使R₉·R₁₅/R₁₄·R₂₀较大的情况下，仍然可以使得集电极静态电流I_CQ在可以接受的较小的范围内变化。在实际工程中，一般选取适当的电阻值，使得R₉·R₁₅/R₁₄·R₂₀的取值约为50，即变化量仅仅为2％。与已有方案相比，在达到相同效果的同时，解决了已有方案在负载变化时需要人工手动校准V_IC的问题，简化了调试流程。

图11是阻抗变换电路的低频交流增益变化曲线图，与图7相比，可以发现低频段直流增益在负载变化时，增益变化显著减小。低频段增益变化量约为0.06dB，高频段增益变化量约为0.4dB。

2、当输入信号带有直流偏置或输入直流信号，负载电阻不变的情况。

由公式(10)的分析可得，高频晶体管共集放大电路的增与射极电阻R_e相关，而恒流源的等效电阻为无穷大，所以此电路对于小信号的增益接近于1。设输入的直流信号分量为V_offset，则有

带入公式(23)有

与公式(14)相对比可以发现，本发明集电极静态电流I_CQ在输入的待测信号直流分量改变时的变化量为已有方案的R₉·R₁₅/R₁₄·R₂₀分之一，有效减小了静态电流的变化。实际工程中，通过设定各个相关电阻组织，集电极静态电流I_CQ的变化量仅为负载电流变化量的1/50即变化量仅仅约2％。这样就确保了在外部输入的待测信号的直流偏置电压变化情况下高频晶体三极管的静态工作点几乎不变，从而确保了整个阻抗变换电路的频率响应几乎不受外部叠加的直流偏置电压的影响。图12利用仿真给出了阻抗变换电路增益在不同直流偏置电压下的变化情况。与图8相比可以发现阻抗变换电路的增益的波动情况得到明显改善，在低频段的增益变化量为0.02dB左右，在高频段增益变化量仅仅约为0.6dB，较之前电路相比，改善非常明显。

本发明采用了负反馈电路的设计思路，改进了现有阻抗变换电路的集电极静态电流随直流偏置及负载变化而变化的缺点，简化了调试流程，同时克服了现有阻抗变换电路无法适用于输入待测信号直流偏置电压变化的情形，使阻抗变换电路具有了更好的增益稳定性和频率响应的平坦度，增强了驱动能力。

在本发明中，各器件或电路是方便描述，可以根据需要进行等同替换。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (3)

1.一种驱动能力增强的阻抗变换电路，包括：

一耦合电容；

NPN型的高频晶体三极管，其发射极为输出端，与负载连接，其集电极连接到正电源，被测信号经过耦合电容输入到高频晶体三极管的基极；

第一、第二电阻以及第一运算放大器，被测信号经过第一电阻后连接到第一运算放大器的正相输入端，第二电阻连接在第一运算放大器的正相输入端与地之间；

偏置调节电阻，偏置调节电压通过该电阻接入第一运算放大器的反相输入端；

第三、第四、第五电阻以及局部反馈电容，第一运算放大器的输出端通过第三电阻连接到高频晶体三极管的基极，同时通过第四电阻、第五电阻连接到地，局部反馈连接在第一运算放大器的反相输入端与第四电阻、第五电阻的连接点之间；

反馈电阻，连接在高频晶体三极管发射极与第一运算放大器的反相输入端；

压控电流源，高频晶体三极管发射极经发射极电阻、压控电流源连接到负电源；

其特征在于，还包括：

集电极电流检测电路，用于检测高频晶体三极管的集电极电流，并输出反馈控制电压，控制压控电流源：在集电极电流增加时，减小压控电流源电流，在集电极电流减小时，增加压控电流源电流。

2.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于，所述的压控电流源为第二运算放大器、NPN型的晶体三极管以及电阻R₁₃、R₁₄、R₁₅、R₂₀构成的反相放大器，电阻R₁₃接第二运算放大器的的正相输入端，反馈控制电压通过电阻R₁₄连接到第二运算放大器的的反相输入端，电阻R₁₅连接到第二运算放大器的的反相输入端与晶体三极管的发射极，晶体三极管的发射极通过电阻R₂₀连接到地，晶体三极管的集电极通过发射极电阻R₈连接到高频晶体三极管发射极。

3.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于，其特征在于，所述的集电极电流检测电路为电流检测电阻、第三运算放大器以及第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻构成的同相放大器；

所述高频晶体三极管的集电极通过电流检测电阻接到正电源，第六电阻连接在正电源与第三运算放大器的正相输入端，第七电阻连接在高频晶体三极管的集电极与第三运算放大器的反相输入端，第八电阻连接在第三运算放大器的反相输入端与输出端，第九电阻连接在第三运算放大器的正相输入端与地之间，第三运算放大器的输出端输出反馈控制电压。