CN109560850A - Mrc软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质 - Google Patents

Mrc软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质 Download PDF

Info

Publication number
CN109560850A
CN109560850A CN201811426802.3A CN201811426802A CN109560850A CN 109560850 A CN109560850 A CN 109560850A CN 201811426802 A CN201811426802 A CN 201811426802A CN 109560850 A CN109560850 A CN 109560850A
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency domain
channel
mrc
antenna
noise variance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201811426802.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109560850B (zh
Inventor
张晓瀛
熊俊
辜方林
曹阔
魏急波
赵海涛
马东堂
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
National University of Defense Technology
Original Assignee
National University of Defense Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by National University of Defense Technology filed Critical National University of Defense Technology
Priority to CN201811426802.3A priority Critical patent/CN109560850B/zh
Publication of CN109560850A publication Critical patent/CN109560850A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109560850B publication Critical patent/CN109560850B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

本发明公开了SFBC‑OFDM系统的MRC软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质；本方案利用期望最大化算法及导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差；建立引入相邻信道变化量方差的频域系统模型；利用频域信道响应对频域系统模型执行低复杂度的MRC操作，并利用MRC操作的输出结果与等效频域噪声方差、相邻信道变化量方差计算比特对数似然比，得到MRC软检测的输出结果。可见，本方案通过统计方法分析了执行低复杂度MRC检测时引入的相邻信道变化量方差，通过在比特对数似然比计算时考虑相邻信道变化量方差的方式补偿了相邻子载波信道频域响应保持不变假设带来的性能损失。

Description

MRC软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质
技术领域
本发明涉及通信技术领域，更具体地说，涉及一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质。
背景技术
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)是一种可以在宽带无线信道中提供高速数据传输的技术，具有远大的应用前景。MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多输入多输出)技术可以利用空间自由度提升系统容量或者利用空间分集减轻信道衰落的影响。MIMO和OFDM可以通过SFBC(Space Frequency Block Code，空频编码)-OFDM的方式结合获得分集增益。
目前，传统的SFBC-OFDM系统在噪声估计时仅考虑了信道引入的加性高斯白噪声，而实际系统信号检测时除了受到加性高斯白噪声影响以外还会受到非理想信道估计误差的影响。并且，在大部分已有的SFBC-OFDM系统中，为了采用低复杂度的MRC(Maximal RatioCombining，最大比合并)检测获得分集增益，都采用了认为相邻子载波的信道频率响应保持时不变的假设。然而，在具有较长多径时延的频率选择信道下，相邻子载波的信道系数并不能假设完全相同。如果按照传统MRC检测处理，BER(误比特率)性能将会产生误码平层现象。
因此，如何在MRC检测时，补偿相邻子载波信道频域响应保持不变假设带来的性能损失，是本领域技术人员需要解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质，以实现在MRC检测时，补偿相邻子载波信道频域响应保持不变假设带来的性能损失。
为实现上述目的，本发明实施例提供了如下技术方案：
一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法，包括：
获取导频接收信号，所述导频接收信号为不同接收机天线接收的不同发射机天线发送的频域正交的导频发射信号；
利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差；
建立引入相邻信道变化量方差的频域系统模型；
利用所述频域信道响应对所述频域系统模型执行低复杂度的MRC操作，并利用MRC操作的输出结果与等效频域噪声方差、相邻信道变化量方差计算比特对数似然比，得到MRC软检测的输出结果。
其中，所述利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差，包括：
利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差；
将每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标信道时域冲激响应转化为对应的频域信道响应；
计算每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标频域噪声方差的均值，生成所述等效频域噪声方差。
其中，所述利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差，包括：
S11、在第i次迭代过程中，根据信道先验协方差矩阵、导频接收信号和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差，更新第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵；其中，i为大于1的正整数；若迭代次数i＝1，则第i-1次迭代过程中的频域噪声方差为预先设置的初始等效频域噪声方差；
S12、在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i-1次迭代过程中的频域噪声方差、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的信道时域冲激响应；
S13、在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i次迭代过程的信道时域冲激响应、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的频域噪声方差；
S14、判断第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差是否满足预定判定规则；若满足，则执行S15；若不满足，则执行S16；
S15、将第i次迭代过程中更新的频域噪声方差作为目标频域噪声方差；将第i次迭代过程中更新的信道时域冲激响应作为目标信道时域冲激响应；
S16、将迭代次数i加1作为更新后的迭代次数i，并继续执行S11。
其中，频域系统模型中引入的相邻信道变化量方差为为：
其中，RHH为信道的频域相关函数，LCP为循环前缀长度，N为子载波总数，RHH(-1)＝(RHH(1))*，表示信道第l条路径的功率，0≤l≤LCP-1，Ch为LCP×LCP维的信道先验协方差矩阵，(.)*表示共轭操作。
一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测装置，包括：
获取模块，用于获取导频接收信号，所述导频接收信号为不同接收机天线接收的不同发射机天线发送的频域正交的导频发射信号；
确定模块，用于利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差；
系统模型建立模块，用于建立引入相邻信道变化量方差的频域系统模型；
MRC软检测模块，用于利用所述频域信道响应对所述频域系统模型执行低复杂度的MRC操作，并利用MRC操作的输出结果与等效频域噪声方差、相邻信道变化量方差计算比特对数似然比，得到MRC软检测的输出结果。
其中，所述确定模块，包括：
估计单元，用于利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差；
转化单元，用于将每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标信道时域冲激响应转化为对应的频域信道响应；
计算单元，用于计算每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标频域噪声方差的均值，生成所述等效频域噪声方差。
其中，所述估计单元，包括：
第一更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据信道先验协方差矩阵、导频接收信号和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差，更新第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵；其中，i为大于1的正整数；若迭代次数i＝1，则第i-1次迭代过程中的频域噪声方差为预先设置的初始等效频域噪声方差；
第二更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i-1次迭代过程中的频域噪声方差、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的信道时域冲激响应；
第三更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i次迭代过程的信道时域冲激响应、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的频域噪声方差；
判断子单元，用于判断第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差是否满足预定判定规则；若满足，则执行S15；若不满足，则执行S16；
确定子单元，用于在第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差满足预定判定规则时，将第i次迭代过程中更新的频域噪声方差作为目标频域噪声方差；将第i次迭代过程中更新的信道时域冲激响应作为目标信道时域冲激响应；
第四更新子单元，用于在第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差不满足预定判定规则时，将迭代次数i加1作为更新后的迭代次数i，并触发所述第一更新子单元。
其中，频域系统模型中引入的相邻信道变化量方差为为：
其中，RHH为信道的频域相关函数，LCP为循环前缀长度，N为子载波总数，RHH(-1)＝(RHH(1))*，表示信道第l条路径的功率，0≤l≤LCP-1，Ch为LCP×LCP维的信道先验协方差矩阵，(.)*表示共轭操作。
一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测设备，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现如上述MRC软检测方法的步骤。
一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如上述MRC软检测方法的步骤。
通过以上方案可知，本发明实施例提供的一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法，包括：获取导频接收信号，所述导频接收信号为不同接收机天线接收的不同发射机天线发送的频域正交的导频发射信号；利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差；建立引入相邻信道变化量方差的频域系统模型；利用所述频域信道响应对所述频域系统模型执行低复杂度的MRC操作，并利用MRC操作的输出结果与等效频域噪声方差、相邻信道变化量方差计算比特对数似然比，得到MRC软检测的输出结果。
可见，在本方案中，利用期望最大化算法，基于频域正交导频对频域信道响应与等效频域噪声方差进行联合估计，在等效频域噪声方差估计中考虑了信道加性高斯白噪声以及信道估计误差协方差，避免了传统噪声方差估计中仅能考虑加性高斯白噪声方差的缺陷。同时，本方案通过统计方法分析了执行低复杂度MRC检测时引入的相邻信道变化量方差，通过在比特对数似然比计算时考虑相邻信道变化量方差的方式补偿了相邻子载波信道频域响应保持不变假设带来的性能损失；
本发明还公开了一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测装置、设备及计算机可读存储介质。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例公开的一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法流程示意图；
图2为本发明实施例公开的不同发射天线上的导频信号示意图；
图3为本发明实施例公开的MRC软检测方法整体流程示意图；
图4为本发明实施例公开的MRC软检测方法信号处理流程示意图；
图5为本发明实施例公开的不同发射天线上的频域信号示意图；
图6为本发明实施例公开的结合频域等效噪声估计的修正MRC软检测算法与传统算法在一种常用信道模型下性能仿真对比曲线图；
图7为本发明实施例公开的结合频域等效噪声估计的修正MRC软检测算法与传统算法在另一种常用信道模型下性能仿真对比曲线图；
图8为本发明实施例公开的一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测装置结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例公开了一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质，以实现在MRC检测时，综合考虑信道引入的加性高斯噪声和信道估计误差方差，并且可以补偿相邻子载波信道频域响应保持不变假设带来的性能损失。
参见图1，本发明实施例提供的一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法，包括：
S101、获取导频接收信号，所述导频接收信号为不同接收机天线接收的不同发射机天线发送的频域正交的导频发射信号；
S102、利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差；
需要说明的是，本方案所述的检测方法是基于SFBC-OFDM系统的检测方法，本方案在S101-S102中，首先提出了联合信道响应与等效频域噪声方差估计的算法，避免传统时域噪声方差估计中仅能考虑加性高斯白噪声方差的缺陷。本方案基于频域正交导频进行联合信道响应与等效频域噪声方差估计，具体通过合理设计具有频域正交特性的导频频域信号，接收机采用期望最大化算法(Expectation Maximization,EM)算法来完成联合信道与等效频域噪声方差估计。
具体来说，本方案首先需要设计频域正交的多天线系统信道估计频域导频信号，也即本实施例中的导频发射信号。需要说明的是，本方案为了避免多天线引入的空间干扰，对导频发射信号采取正交的形式。
在本实施例中，以发射机和接收机均配备2根天线的SFBC-OFDM系统为例进行说明，但是天线数量并不局限于2；参见图2，为本发明实施例公开的不同发射天线上的导频信号示意图；假设SFBC-OFDM系统的子载波数为N，所述发射机对两根天线分配不同的子载波。发射天线1发射导频占用的偶数子载波位置序号为Je＝{0,2,4，…，2k,…,N-2}，发射天线2发射导频占用的奇数子载波位置序号为Jo＝{1,3,5，…，2k+1,…,N-1}，其中k＝0,1,…,N/2-1表示导频序号。每根发射天线上导频子载波的数量都为Np＝N/2。发射天线1发射的第k个导频记作具体来说：
其中α是任意与Np互质的整数。发射天线2发射的导频记作
其中α′也是与Np互质的整数，α≠α′。天线1发射的导频发射信号可以表示为Np维的对角矩阵天线2发射的导频发射信号为Np维导频对角矩阵
将发射机天线将导频发射信号发送后，不同的接收机天线接收不同的发射机天线发射的导频信号，在本实施例中，将不同接收机接收的导频信号称为导频接收信号。
需要说明的是，本方案基于多天线接收机接收信号与正交导频信号的数学关系，采用EM算法执行联合信道与频域等效噪声方差估计，在等效频域噪声方差估计中考虑信道引入的加性高斯白噪声和信道估计误差协方差。
具体来说，SFBC-OFDM系统的循环前缀长度为LCP，认为LCP大于发射机和接收机之间的信道冲激响应长度Lh以避免符号间干扰。假设发射天线t和接收天线r之间的空间信道冲激响应记作hrt，则本方案中所述的两个发射机天线和两个接收机天线之间的空间信道冲激响应包括：发射机天线1和接收机天线1之间的信道时域冲激响应为h11，发射机天线1和接收机天线2之间的信道时域冲激响应为h21，发射机天线2和接收机天线1之间的信道时域冲激响应为h12，发射机天线2和接收机天线2之间的信道时域冲激响应为h22，其中h11，h12，h21和h22均为LCP×1维的向量。
发射机将频域信号经过逆傅立叶变换后发送给接收机，并引入频域噪声。具体来说，本方案中的导频接收信号包括：接收机天线1接收到的来自发射机天线1的导频信号为其中是Np×1维的频域接收信号列矢量，Np×LCP维的矩阵F1是对应发射天线1的傅里叶变换矩阵，是N维标准傅里叶变换酉矩阵的偶数行，即第0,2，……N-2行和前LCP列元素构成的矩阵，F1h11表示将时域信道响应h11转变为频域信道响应，Np×1维的噪声矢量表示接收机天线1接收来自发射机天线1的导频信号时引入的频域噪声，噪声元素方差记作
接收机天线1接收来自发射机天线2的导频信号为其中Np×Np维维的矩阵表示天线2在奇数子载波上发射的频域信号，Np×LCP维的矩阵F2是对应发射天线2的傅里叶变换矩阵，是N维标准傅里叶变化酉矩阵的奇数行，即第1,3，……N-1行和前LCP列元素构成的矩阵，F2h12表示将时域信道响应h12转变为频域信道响应，Np×1维的噪声矢量表示接收机天线2接收来自发射机天线1的导频信号时引入的频域噪声，噪声元素方差记作
接收机天线2接收来自发射机天线1的导频信号为： 是接收天线2的偶数子载波上Np×1维的频域接收信号列矢量，F1h21表示将时域信道响应h21转变为频域信道响应，Np×1维的噪声矢量表示接收机天线2接收来自发射机天线1的导频信号时引入的频域噪声，噪声元素方差记作接收机天线2接收来自发射机天线2的导频信号为：
其中是接收天线2上Np×1维的频域接收信号列矢量，F2h22表示将时域信道响应h22转变为频域信道响应，Np×1维的噪声矢量表示接收机天线2接收来自发射机天线2的导频信号时引入的频域噪声，噪声元素方差记作
在本方案中，通过采用EM算法分别利用导频接收信号估计信道时域冲激响应{h11,h12,h21,h22}以及相应频域噪声方差并转换为S102中的频域信道响应{H11,H12,H21,H22}和等效频域噪声方差估计具体来说，利用期望最大化算法及导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差，具体包括：
利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差；
将每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标信道时域冲激响应转化为对应的频域信道响应；
计算每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标频域噪声方差的均值，生成所述等效频域噪声方差。
需要说明的是，本方案的目标等效频域噪声方差和目标信道时域冲激响应，为任何发射机天线与任何接收机天线之间的等效频域噪声方差和信道时域冲激响应；也就是说，确定每个发射机天线与每个接收机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差之后，需要将目标频域噪声方差进行转化生成频域信道响应，计算目标信道时域冲激响应之间的均值，得到等效频域噪声方差。
在本实施例中，利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差，可以包括如下步骤：
S11、在第i次迭代过程中，根据信道先验协方差矩阵、导频接收信号和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差，更新第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵；其中，i为大于1的正整数；若迭代次数i＝1，则第i-1次迭代过程中的频域噪声方差为预先设置的初始等效频域噪声方差；
S12、在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i-1次迭代过程中的频域噪声方差、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的信道时域冲激响应；
S13、在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i次迭代过程的信道时域冲激响应、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的频域噪声方差；
S14、判断第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差是否满足预定判定规则；若满足，则执行S15；若不满足，则执行S16；
S15、将第i次迭代过程中更新的频域噪声方差作为目标频域噪声方差；将第i次迭代过程中更新的信道时域冲激响应作为目标信道时域冲激响应；
S16、将迭代次数i加1作为更新后的迭代次数i，并继续执行S11。
需要说明的是，本实施例中的预定判断规则可以根据实际情况来确定，在本实施例中该预定判断规则为：第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的等效频域噪声方差之差小于等于预定阈值，若满足，则执行S15；若不满足，则执行S16。具体来说，若t表示发射天线序号，r表示接收天线序号，利用接收机天线r接收到发射机天线t的导频接收信号联合估计目标信道时域冲激响应hrt与目标频域噪声方差r＝1,2，t＝1,2。详细步骤如下：
步骤1.2.1：设置等效频域噪声方差初始值其中r＝1,2，t＝1,2；
步骤1.2.2：第i次迭代过程中，其中i是从1开始的整数，按照下式更新信道估计误差协方差矩阵
其中，(.)(i)表示第i次迭代值，(.)-1表示对矩阵的求逆运算，(.)(H)表示对矩阵的共轭转置运算。表示第(i-1)次迭代获得的第r个接收天线第t根发射天线之间信道的等效频域噪声方差，r,t＝1,2。表示第t根发射天线上的发射导频信号，Ft表示对应第t根发射天线的傅里叶变换矩阵，t＝1,2。LCP×LCP维矩阵Ch表示信道的先验协方差矩阵，假设各个发送和接收天线之间的信道服从相同的指数延迟功率分布特性，Ch的第l个对角元素为：
步骤1.2.3：第i次迭代过程中，第r根接收天线和第t根发射天线之间的信道冲激响应估计按照下式更新
其中Yrt表示接收机天线r接收来自发射机天线t的导频接收信号，其中t＝1,2,r＝1,2。
步骤1.2.4：第i次迭代过程中，更新频域等效噪声方差：
其中，Tr[·]表示矩阵求迹运算。
步骤1.2.5：当时，结束EM算法；否则，设置i＝i+1，跳至步骤1.2.2。
步骤1.2.6：假设经过I次迭代算法收敛，信道时域冲激响应估计为频域噪声方差估计为t＝1,2，r＝1,2，从而获得输出的信道时域冲激响应以及相应频域噪声方差
步骤1.2.7:对所获得的所有目标频域噪声方差估计求均值，得到等效频域噪声方差
该噪声方差估计值将被输入修正MRC软检测器辅助对数似然比计算。
步骤1.2.8:将估计所得的所有的目标信道时域冲激响应转化为相应的频域信道响应：
其中H11＝[H11(0),H11(2),…,H11(N-2)]，即H11＝{H11(k)},k∈Je
其中H21＝[H21(0),H21(2),…,H21(N-2)]，即H21＝{H21(k)},k∈Je
其中H12＝[H12(1),H12(3),…,H12(N-1)]，即H12＝{H12(k)},k∈Jo
其中H22＝[H22(0),H22(2),…,H22(N-2)]，即H22＝{H22(k)},k∈Jo
上述H11表示发射天线1与接收天线1之间信道在偶数子载波上的频域响应，H21表示发射天线1与接收天线2之间信道在偶数子载波上的频域响应，H12表示发射天线2与接收天线1之间信道在奇数子载波上的频域响应，H22表示发射天线2与接收天线2之间信道在奇数子载波上的频域响应。这些信道频域响应估计将用于修正MRC软检测模块。
S103、建立引入相邻信道变化量方差的频域系统模型；
其中，频域系统模型中引入的相邻信道变化量方差为为：
其中，RHH为信道的频域相关函数，LCP为循环前缀长度，N为子载波总数，RHH(-1)＝(RHH(1))*，表示信道第l条路径的功率，0≤l≤LCP-1，Ch为LCP×LCP维的信道先验协方差矩阵，(.)*表示共轭操作。
具体的，参见图3，为本发明实施例提供的MRC软检测方法整体流程示意图；图4，为本发明实施例提供的MRC软检测方法信号处理流程示意图；可以看出，在本方案中主要包括如下步骤：第一步，接收机端估计频域信道响应和等效频域噪声方差；第二步，建立系统模型并分析相邻信道变化量方差；第三步，修正MRC软检测。
因此，在本方案的S103中，需要基于发送数据的正交空频码编码SFBC建立准确的频域系统模型，该频域系统模型即为SFBC-OFDM系统模型。
具体来说，SFBC-OFDM系统建模过程基于正交空频编码引入的系统收发关系。发射机采用正交编码方式对发送数据信息进行SFBC编码的具体过程为：将子载波分成Np组，每一组包含2个子载波，其中第k组包含第2k个和第2k+1个子载波。参见图5，为本发明实施例公开的不同发射天线上的频域信号示意图；假设待发送的频域QPSK符号为[C(0),C(1),…,C(N-1)]，发射机天线1的第2k个子载波上的频域信号X1(2k)为C(2k)，发射机天线1第2k+1个子载波上的频域信号X1(2k+1)为-(C(2k+1))*，所述发射机天线2的第2k个子载波上频域信号为C(2k+1)，第2k+1个子载波上的频域信号被设为(C(2k))*，其中0≤k≤Np-1，(.)*表示共轭操作。根据SFBC编码方式建立系统模型。在本实施例中，针对第k组子载波，接收机天线1收到第2k个和第2k+1个子载波信号分别为Y1(2k)和Y1(2k+1)，对应的频域噪声项分别为N1(2k)和N1(2k+1)；接收机天线2收到第2k个和第2k+1个子载波信号分别为Y2(2k)和Y2(2k+1)，对应的频域噪声分别为N2(2k)和N(2k+1)。即：第k组子载波上接收机的频域接收信号为：Yk′＝[Y1(2k),Y1(2k+1),Y2(2k),Y2(2k+1)]T，其构成为：
在式(2)中，H11(2k)和H11(2k+1)分别表示接收机天线1与发射机天线1之间信道在第2k个和第2k+1个子载波上的信道频率响应；H12(2k)和H12(2k+1)分别表示接收机天线1与发射机天线2之间信道在第2k个和第2k+1个子载波上的信道频率响应；H21(2k)和H21(2k+1)分别表示接收机天线2与发射机天线1之间信道在第2k个和第2k+1个子载波上的信道频率响应；H22(2k)和H22(2k+1)分别表示发射机天线2与接收机天线2之间信道在第2k个和第2k+1个子载波频率上的信道频率响应。
需要说明的是，式(2)所示的系统模型中等号右侧的第一项用于低复杂度MRC检测，等号右侧的第二项是为相邻信道变化量相关项，第三项为加性高斯噪声项。进一步的，上述系统模型确定后，需要进一步利用信道统计特性分析低复杂度MRC检测时相邻信道变化量方差。首先，需要按照(2)式所示的系统模型，得到第k组两根接收天线上相邻子载波的频域接收信号为对应的频域信道噪声矢量为系统方程等效为：
其中，Nk表示第k组接收信号对应的4×1维的等效频域噪声矢量，表示进行相邻信道变化量矢量，如下式：
来源于MRC检测对于相邻子载波频域响应保持不变的假设。的每个元素都可近似为零均值高斯噪声，其对应的相邻信道变化量方差为：
其中RHH为信道的频域相关函数，LCP为循环前缀长度，N为子载波总数，RHH(-1)＝(RHH(1))*,表示信道第l条路径的功率，其中0≤l≤LCP-1，Ch为LCP×LCP维的信道先验协方差矩阵，Ch(l,l)可利用信道抽头功率延迟分布特性求出，(.)*表示共轭操作。
S104、利用所述频域信道响应对所述频域系统模型执行低复杂度的MRC操作，并利用MRC操作的输出结果与等效频域噪声方差、相邻信道变化量方差计算比特对数似然比，得到MRC软检测的输出结果。
在本实施例中提出的修正低复杂度MRC软检测中，依据式(2)等号右侧的第一项进行最大比合并接收处理，第一项中需要用到各个空间信道的信道频率响应{H11(2k),H12(2k+1),H21(2k),H22(2k+1)}，0≤k≤Np-1，已经通过步骤S102的信道估计过程获得。依据系统模型公式(2)对第k组接收信号Yk左乘矩阵其中得到最大比合并后的输出信号
其中，
β(k)＝(|H11(2k)|2+|H12(2k+1)|2+|H21(2k)|2+|H22(2k+1)|2)为信道频域响应系数的平方和，2×1维矢量表示最大比合并输出信号。经过了MRC处理后系统总的噪声为2×1维噪声矢量表示为：
由上式可知，总噪声的方差σ2包含等效频域噪声Nk的方差和相邻信道变化量矢量的方差其中由式(3)计算得到，由按照式(1)中估计的等效频域噪声方差代替。
需要说明的是，噪声方差是软接收机中需要进行准确估计的重要系统参数，它能够较为准确地表征当前信号所处的信道质量，构成了计算对数似然比(Long-likelihoodRatio,LLR)的重要依据。一般而言，高信噪比条件下所得到的LLR取值更大，低信噪比条件下LLR取值较小。在实际接收系统中，信道估计会存在一定的偏差，该偏差会产生类似于AWGN(高斯白噪声)的等效加性干扰，对信号检测和检测产生影响。
本方案基于上述实施例，即：基于频域正交导频进行联合信道与噪声方差估计中，在等效频域噪声估计中考虑了信道估计协方差矩阵，反应了信道估计质量对信号检测的影响；在低复杂度的MRC检测过程中，引入了相邻信道变化量矢量对系统准确建模，利用信道的二阶统计特性计算了所述相邻信道变化量方差；因此，在本实施例中，结合上述两方面，可以更好的反应整个系统在非理想参数估计条件下面临的噪声强度，提升对数似然比计算精确度，获得更好的系统性能。
因此，本方案通过低复杂度的软解映射获得各个编码比特的对数似然比。以QPSK调制为例，每个符号对应两个比特。第k组发射信号矢量中发射信号C(2k)对应比特记作[b2k(1) b2k(2)]，C(2k+1)对应的编码比特记作[b2k+1(1) b2k+1(2)]。则各个编码比特对应的对数似然比L[b2k(1)]，L[b2k(2)]，L[b2k+1(1)]和L[b2k+1(2)]可以写成：
其中，Re(·)和Im(·)分别表示取实部和取虚部操作，和分别表示最大比合并后的输出信号的第1和第2个元素。本发明在对数似然比计算中采用的σ2是总噪声方差，由下式计算
由(4)式可知，本方案在计算编码比特对数似然比时综合考虑了信道响应、加性高斯白噪声方差、信道估计误差和相邻信道变化量方差的影响，相比传统算法本方案可以有效提升对数似然比计算精确度，获得更好的系统性能。
参见图6和图7，是本发明提出结合频域等效噪声估计的修正MRC软检测算法与传统算法在一种常用信道模型下性能仿真对比曲线图。在图6和图7的仿真中子载波数为512，系统带宽为8MHz。
图6是本发明在信道环境为ITU Pedestrian B信道场景下的误比特性能，此时无线信道对应的多径时延长度为31，图中同时对比了假设信道加性高斯白噪声方差已知条件下传统MRC软检测的系统性能。从图中可以看出，所提算法能有效改善传统算法的性能。在高信噪比区域传统算法出现一定的误码平台，而本发明所提方案能够在8dB时达到误码为零。
图7是本发明在信道环境为ITU Vehicular A信道场景下的误比特性能，此时无线信道对应的多径时延长度为21，图中同时对比了该场景下信道加性高斯白噪声方差已知条件下传统MRC软检测的系统性能。从图中可以看出，本发明所提算法具有优于传统方案的性能。通过在不同信道条件下的仿真对比，验证了本发明所提方案对不同信道场景具有良好的适应性。
综上可以看出，本方案提供的这种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法，既能进行低复杂度MRC软检测又能有效补偿相邻子载波信道频域响应保持不变假设带来的性能损失，引入等效频域噪声方差表征了非理想信道估计的影响，通过MRC处理将MIMO系统解耦为SISO系统，利用简化的软解映射获得信号的对数似然比进行软解调。
下面对本发明实施例提供的MRC软检测装置进行介绍，下文描述的MRC软检测装置与上文描述的MRC软检测方法可以相互参照。
参见图8，本发明实施例提供的一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测装置，包括：
获取模块100，用于获取导频接收信号，所述导频接收信号为不同接收机天线接收的不同发射机天线发送的频域正交的导频发射信号；
确定模块200，用于利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差；
系统模型建立模块300，用于建立引入相邻信道变化量方差的频域系统模型；
MRC软检测模块400，用于利用所述频域信道响应对所述频域系统模型执行低复杂度的MRC操作，并利用MRC操作的输出结果与等效频域噪声方差、相邻信道变化量方差计算比特对数似然比，得到MRC软检测的输出结果。
其中，确定模块200包括：
估计单元，用于利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差；
转化单元，用于将每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标信道时域冲激响应转化为对应的频域信道响应；
计算单元，用于计算每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标频域噪声方差的均值，生成所述等效频域噪声方差。
其中，估计单元，包括：
第一更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据信道先验协方差矩阵、导频接收信号和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差，更新第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵；其中，i为大于1的正整数；若迭代次数i＝1，则第i-1次迭代过程中的频域噪声方差为预先设置的初始等效频域噪声方差；
第二更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i-1次迭代过程中的频域噪声方差、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的信道时域冲激响应；
第三更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i次迭代过程的信道时域冲激响应、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的频域噪声方差；
判断子单元，用于判断第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差是否满足预定判定规则；若满足，则执行S15；若不满足，则执行S16；
确定子单元，用于在第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差满足预定判定规则时，将第i次迭代过程中更新的频域噪声方差作为目标频域噪声方差；将第i次迭代过程中更新的信道时域冲激响应作为目标信道时域冲激响应；
第四更新子单元，用于在第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差不满足预定判定规则时，将迭代次数i加1作为更新后的迭代次数i，并触发所述第一更新子单元。
其中，频域系统模型中引入的相邻信道变化量方差为为：
其中，RHH为信道的频域相关函数，LCP为循环前缀长度，N为子载波总数，RHH(-1)＝(RHH(1))*，表示信道第l条路径的功率，0≤l≤LCP-1，Ch为LCP×LCP维的信道先验协方差矩阵，(.)*表示共轭操作。
本发明还公开了一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测设备，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现上述方法实施例中所述的MRC软检测方法的步骤。
本发明还公开了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述方法实施例中所述的MRC软检测方法的步骤。
其中，该存储介质可以包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
综上所述，本方案提出的这种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质，具有如下有益效果：
1、在软检测所需的噪声方差估计中考虑了多种非理想因素的影响。传统的SFBC-OFDM系统在噪声估计时仅考虑了信道引入的加性高斯白噪声，并不能很好地反应在实际系统信号检测所面临噪声环境。本发明在频域等效噪声方差中考虑了非理想信道估计引入的信道估计误差协方差，并利用相邻信道变化量方差补偿了低复杂度MRC检测引入的误差。
2、检测性能好。本发明采用频域正交导频符号设计了联合信道响应与频域噪声方差估计算法，该算法能获得信道时域冲激响应的最小均方误差估计，同时能在噪声方差估计中考虑信道估计误差的影响，避免了传统时域噪声方差估计中仅能考虑AWGN方差的缺陷。同时，在MRC软检测中考虑了相邻信道变化量方差，综合考虑了多种非理想因素对软检测输出对数似然比的影响，因此能获得更好的检测性能。
3、实用性强。本发明所设计的修正MRC软检测可以将MIMO系统解耦为SISO系统，利用低复杂度的MRC处理和简化的软解映射获得信号的对数似然比进行软解调，降低了计算复杂度，实用性强。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测方法，其特征在于，包括：
获取导频接收信号，所述导频接收信号为不同接收机天线接收的不同发射机天线发送的频域正交的导频发射信号；
利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差；
建立引入相邻信道变化量方差的频域系统模型；
利用所述频域信道响应对所述频域系统模型执行低复杂度的MRC操作，并利用MRC操作的输出结果与等效频域噪声方差、相邻信道变化量方差计算比特对数似然比，得到MRC软检测的输出结果。
2.根据权利要求1所述的MRC软检测方法，其特征在于，所述利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差，包括：
利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差；
将每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标信道时域冲激响应转化为对应的频域信道响应；
计算每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标频域噪声方差的均值，生成所述等效频域噪声方差。
3.根据权利要求2所述的MRC软检测方法，其特征在于，所述利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差，包括：
S11、在第i次迭代过程中，根据信道先验协方差矩阵、导频接收信号和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差，更新第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵；其中，i为大于1的正整数；若迭代次数i＝1，则第i-1次迭代过程中的频域噪声方差为预先设置的初始等效频域噪声方差；
S12、在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i-1次迭代过程中的频域噪声方差、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的信道时域冲激响应；
S13、在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i次迭代过程的信道时域冲激响应、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的频域噪声方差；
S14、判断第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差是否满足预定判定规则；若满足，则执行S15；若不满足，则执行S16；
S15、将第i次迭代过程中更新的频域噪声方差作为目标频域噪声方差；将第i次迭代过程中更新的信道时域冲激响应作为目标信道时域冲激响应；
S16、将迭代次数i加1作为更新后的迭代次数i，并继续执行S11。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的MRC软检测方法，其特征在于，频域系统模型中引入的相邻信道变化量方差为为：
其中，RHH为信道的频域相关函数，LCP为循环前缀长度，N为子载波总数，RHH(-1)＝(RHH(1))*，表示信道第l条路径的功率，0≤l≤LCP-1，Ch为LCP×LCP维的信道先验协方差矩阵，(.)*表示共轭操作。
5.一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取导频接收信号，所述导频接收信号为不同接收机天线接收的不同发射机天线发送的频域正交的导频发射信号；
确定模块，用于利用期望最大化算法及所述导频接收信号，确定不同接收机天线与不同发射机天线之间的频域信道响应和等效频域噪声方差；
系统模型建立模块，用于建立引入相邻信道变化量方差的频域系统模型；
MRC软检测模块，用于利用所述频域信道响应对所述频域系统模型执行低复杂度的MRC操作，并利用MRC操作的输出结果与等效频域噪声方差、相邻信道变化量方差计算比特对数似然比，得到MRC软检测的输出结果。
6.根据权利要求5所述的MRC软检测装置，其特征在于，所述确定模块，包括：
估计单元，用于利用期望最大化算法及所述导频接收信号，以迭代方式估计目标接收机天线与目标发射机天线之间的目标信道时域冲激响应和目标频域噪声方差；
转化单元，用于将每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标信道时域冲激响应转化为对应的频域信道响应；
计算单元，用于计算每个接收机天线与每个发射机天线之间的目标频域噪声方差的均值，生成所述等效频域噪声方差。
7.根据权利要求6所述的MRC软检测装置，其特征在于，所述估计单元，包括：
第一更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据信道先验协方差矩阵、导频接收信号和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差，更新第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵；其中，i为大于1的正整数；若迭代次数i＝1，则第i-1次迭代过程中的频域噪声方差为预先设置的初始等效频域噪声方差；
第二更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i-1次迭代过程中的频域噪声方差、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的信道时域冲激响应；
第三更新子单元，用于在第i次迭代过程中，根据导频接收信号、导频发射信号、第i次迭代过程的信道时域冲激响应、第i次迭代过程的信道估计误差协方差矩阵，更新在i次迭代过程的频域噪声方差；
判断子单元，用于判断第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差是否满足预定判定规则；若满足，则执行S15；若不满足，则执行S16；
确定子单元，用于在第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差满足预定判定规则时，将第i次迭代过程中更新的频域噪声方差作为目标频域噪声方差；将第i次迭代过程中更新的信道时域冲激响应作为目标信道时域冲激响应；
第四更新子单元，用于在第i次迭代过程和第i-1次迭代过程中的频域噪声方差之差不满足预定判定规则时，将迭代次数i加1作为更新后的迭代次数i，并触发所述第一更新子单元。
8.根据权利要求5至7中任意一项所述的MRC软检测装置，其特征在于，频域系统模型中引入的相邻信道变化量方差为为：
其中，RHH为信道的频域相关函数，LCP为循环前缀长度，N为子载波总数，RHH(-1)＝(RHH(1))*，表示信道第l条路径的功率，0≤l≤LCP-1，Ch为LCP×LCP维的信道先验协方差矩阵，(.)*表示共轭操作。
9.一种SFBC-OFDM系统的MRC软检测设备，其特征在于，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现如权利要求1至4任一项所述MRC软检测方法的步骤。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1至4任一项所述MRC软检测方法的步骤。
CN201811426802.3A 2018-11-27 2018-11-27 Mrc软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质 Active CN109560850B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811426802.3A CN109560850B (zh) 2018-11-27 2018-11-27 Mrc软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811426802.3A CN109560850B (zh) 2018-11-27 2018-11-27 Mrc软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109560850A true CN109560850A (zh) 2019-04-02
CN109560850B CN109560850B (zh) 2021-09-10

Family

ID=65867564

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811426802.3A Active CN109560850B (zh) 2018-11-27 2018-11-27 Mrc软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN109560850B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112511471A (zh) * 2021-02-01 2021-03-16 中国人民解放军国防科技大学 基于空频分组码的信道估计方法、装置、设备及介质
CN114172779A (zh) * 2021-12-03 2022-03-11 网络通信与安全紫金山实验室 一种信道估计方法、装置、设备和存储介质
CN114268392A (zh) * 2022-03-01 2022-04-01 四川创智联恒科技有限公司 一种上行控制信道的dtx检测判决方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101292445A (zh) * 2004-12-14 2008-10-22 美商内数位科技公司 使用联合处理来执行码片级均衡的方法和设备
US20130272364A1 (en) * 2012-04-13 2013-10-17 Yun Zhang Low-complexity channel noise reduction method and apparatus for multi-carrier mode in wireless lans
CN108040028A (zh) * 2017-12-22 2018-05-15 中国人民解放军国防科技大学 一种基于本地序列互相关检测的ofdm系统抗干扰信号检测与同步方法
CN108270702A (zh) * 2018-01-19 2018-07-10 中国民航大学 基于MCMC的turbo迭代均衡检测方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101292445A (zh) * 2004-12-14 2008-10-22 美商内数位科技公司 使用联合处理来执行码片级均衡的方法和设备
US20130272364A1 (en) * 2012-04-13 2013-10-17 Yun Zhang Low-complexity channel noise reduction method and apparatus for multi-carrier mode in wireless lans
CN108040028A (zh) * 2017-12-22 2018-05-15 中国人民解放军国防科技大学 一种基于本地序列互相关检测的ofdm系统抗干扰信号检测与同步方法
CN108270702A (zh) * 2018-01-19 2018-07-10 中国民航大学 基于MCMC的turbo迭代均衡检测方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
张晓瀛等: "MIMO-OFDM系统中基于变分Bayes EM算法的联合符号检测与鲁棒Kalman信道跟踪", 《中国科学:信息科学》 *
张晓瀛等: "基于导频的OFDM信道估计", 《现代电子技术》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112511471A (zh) * 2021-02-01 2021-03-16 中国人民解放军国防科技大学 基于空频分组码的信道估计方法、装置、设备及介质
CN114172779A (zh) * 2021-12-03 2022-03-11 网络通信与安全紫金山实验室 一种信道估计方法、装置、设备和存储介质
CN114172779B (zh) * 2021-12-03 2023-12-05 网络通信与安全紫金山实验室 一种信道估计方法、装置、设备和存储介质
CN114268392A (zh) * 2022-03-01 2022-04-01 四川创智联恒科技有限公司 一种上行控制信道的dtx检测判决方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN109560850B (zh) 2021-09-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6442222B1 (en) Method for error compensation in an OFDM system with diversity
US8411802B2 (en) Iterative estimator and method of channel and noise variance for multiple input multiple output orthogonal frequency division multiplexing system
US8699448B2 (en) Method and arrangement for improved interference rejection combining
US9362995B2 (en) Transmitter apparatus, receiver apparatus, communication system, communication method, and integrated circuit
US8693568B2 (en) Method and apparatus for estimating channel using dedicated pilot signal in OFDM-based wireless communication system
CN103155440A (zh) 干扰缓和方法和装置
CN103685090A (zh) 多输入多输出信道表现的预测方法
US9036722B2 (en) Robust channel estimation and interpolation
CN109560850A (zh) Mrc软检测方法、装置、设备及计算机可读存储介质
CN108156107B (zh) 线性均衡算法的选择方法及装置
EP2446596A2 (en) Method and apparatus for enhanced channel estimation in wireless communication systems
JP2005328312A (ja) チャネル推定装置、チャネル推定方法及び無線受信機
US9071473B2 (en) Method and system for wireless communication channel estimation
US7729458B2 (en) Signal decoding apparatus, signal decoding method, program, and information record medium
CN105960768B (zh) 协调无线电发射器的方法以及相应的发射器
US8654899B2 (en) Pilot symbol assisted modulation signal processing systems and methods
US8687675B2 (en) Method and system for transmitting/receiving data in communication system
JP5282042B2 (ja) マルチアンテナ受信機におけるインペアメント相関評価の方法と装置
US9755860B2 (en) Method of performing uplink channel estimation and base station using the same
CN102355295B (zh) 一种多天线正交频分复用系统的高效接收方法
US10009076B2 (en) Method and apparatus for obtaining downlink data in a massive MIMO system
JP5845127B2 (ja) 受信装置及びプログラム
CN101783697B (zh) 一种ofdma多天线系统的发射分集方法
CN109150771B (zh) 用户终端、干扰小区盲检测方法及存储介质、电子设备
JP5113231B2 (ja) 無線チャネル推定装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant