CN109412635B - 一种星载测控设备 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种星载测控设备，包括相互独立的第一测控接收天线、第二测控接收天线、第一测控发射天线、第二测控发射天线，这些天线通过收发网络单元连接到第一测控单元和第二测控单元，这两个测控单元组成相同但分别由电源模块独立供电，也分别独立与星载控制器数据互连，这两个测控单元互为热备份或冷备份，均包括数字基带电路、上行通道电路、下行通道电路和时钟电路，工作模式包括下行发射信标信号、遥测信号，接收上行的遥控信号，和/或上行测距信号，解调后再向下发射下行测距信号。该星载测控设备集成度高，能够完成多种信号处理功能，还具有小型化、低功耗、通用性强、可靠性高等特点。
Description
技术领域
本发明涉及卫星通信领域，尤其涉及一种星载测控设备。
背景技术
现有技术中，星载测控设备的功能相对比较单一，只能完成遥控、遥测或测距单一功能，或者这几个功能是由单独的模块来完成，这就增加了占有的空间和重量，不利于卫星通信载荷轻型化和小型化。
发明内容
本发明主要解决的技术问题是提供一种星载测控设备，解决现有技术中星载测控设备功能集成度低、可靠性不高、体积和功耗大等问题。
为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是提供一种星载测控设备，包括测控接收天线、测控发射天线和测控单元，其特征在于，所述测控接收天线包括相互独立的第一测控接收天线和第二测控接收天线，所述测控发射天线包括相互独立的第一测控发射天线和第二测控发射天线，所述测控单元包括相互独立的第一测控单元和第二测控单元，所述第一测控接收天线和第一测控发射天线通过收发网络单元连接到所述第一测控单元，所述第二测控接收天线和第二测控发射天线也通过所述收发网络单元连接到所述第二测控单元，所述第一测控单元和第二测控单元组成相同但分别由电源模块独立供电，也分别独立与星载控制器数据互连，所述第一测控单元和第二测控单元互为热备份或冷备份。
在本发明星载测控设备另一实施例中，所述第一测控单元和第二测控单元的工作模式相同，均包括向地面站发射信标信号，向地面站发射遥测信号，接收来自地面站的遥控信号，和/或接收来自地面站的上行测距信号，解调后再向下发射下行测距信号。
在本发明星载测控设备另一实施例中，所述第一测控单元和第二测控单元的电路组成相同，均包括数字基带电路、上行通道电路和下行通道电路，以及同时为所述数字基带电路、上行通道电路和下行通道电路提供时钟信号的时钟电路。
在本发明星载测控设备另一实施例中，所述上行通道电路包括低噪声放大器、上行第一混频器和上行第二混频器，以及在所述上行第一混频器和上行第二混频器之间设置有上行中频滤波器，所述上行第二混频器之后还设置有上行基带滤波器和自动增益控制器，然后与数字基带电路电连接；所述低噪声放大器接收上行射频信号进行低噪声放大，再经过所述上行第一混频器进行第一次下变频得到上行中频信号，再由所述上行中频滤波器对所述上行中频信号滤波，经过所述上行第二混频器进行第二次下变频得到上行低频信号，然后再由所述上行基带滤波器进行滤波和自动增益控制器进行自动增益调控后输出所述上行低频信号；所述上行第一混频器和上行第二混频器由上行通道本振电路分别产生的射频本振信号和中频本振信号进行混频。
在本发明星载测控设备另一实施例中，所述下行通道电路包括下行第一混频器和下行第二混频器，以及在所述下行第一混频器和下行第二混频器之间设置有下行中频滤波器，所述下行第二混频器之后还设置有下行射频滤波器和下行射频放大器；由数字基带电路产生输出的下行低频信号经过所述下行第一混频器进行第一次上变频得到下行中频信号，再由所述下行中频滤波器对所述下行中频信号滤波，经过所述下行第二混频器进行第二次上变频得到下行射频信号，然后再由所述下行射频滤波器滤波和下行射频放大器放大后输出所述下行射频信号；所述下行第一混频器和下行第二混频器由下行通道本振电路分别产生的第一本振信号和第二本振信号进行混频。
在本发明星载测控设备另一实施例中，所述时钟电路包括晶振信号源、参考源放大器和时钟发生器，所述晶振信号源产生单一频率的振荡信号输入到所述参考源放大器进行放大，然后再输入到所述时钟发生器中产生输出三路时钟信号，其中第一路时钟信号输入到上行通道本振电路，第二路时钟信号输入到下行通道本振电路，第三路时钟信号输入到数字基带电路。
在本发明星载测控设备另一实施例中，所述数字基带电路包括载波捕获和跟踪模块、测距转发模块、遥控解调模块、受控NCO模块、遥测调制模块、下行调制模块和接口模块；来自上行通道电路的上行低频信号经过AD转换器采样后输入到所述载波捕获和跟踪模块，对所述上行低频信号的载波进行捕获和跟踪，测量所述上行低频信号的载波的多普勒频移，将所述上行低频信号下变频为基带信号；所述测距转发模块接收所述载波捕获和跟踪模块输出的基带信号，从所述基带信号中得到测距信号，再将所述测距信号转发调制到第一基频载波，得到测距基频调制信号；所述受控NCO模块产生下行低频载波，然后输入到所述下行调制模块；所述遥控解调模块接收从所述载波捕获和跟踪模块输出的基带信号，进一步从中解调出遥控信号并输入到所述接口模块；所述遥测调制模块从所述接口模块接收遥测数据，将所述遥测数据调制到第二基频载波，得到遥测基频调制信号；所述下行调制模块利用所述受控NCO模块输入的下行低频载波，将所述测距基频调制信号和遥测基频调制信号分别调制到所述下行低频载波，然后输出到DA转换器转换为下行低频信号；所述接口模块则接收来自星载控制器的监控信号，对所述基带处理单元的各组成模块进行监控，以及输入来自星载控制器的所述遥测数据，还把所述遥控数据输出到所述星载控制器。
在本发明星载测控设备另一实施例中，所述载波捕获和跟踪模块包括载波捕获电路和载波跟踪环路，所述载波捕获电路对所述AD转换器输入的上行低频信号进行载波捕获得到准确的载波频偏估计值，并将所述载波频偏估计值输入到所述载波跟踪环路，所述载波跟踪环路进一步对输入的所述上行低频信号进行下变频而得到基带信号。
在本发明星载测控设备另一实施例中，由所述载波捕获电路产生的所述载波频偏估计值还输入到受控NCO模块中，所述受控NCO模块基于所述载波频偏估计值对所述下行低频载波的频率进行修正。
在本发明星载测控设备另一实施例中，所述载波捕获电路包括依次连接的第一正交下变频器、抽取滤波器、FFT计算器、幅值计算器和频偏估算器，所述AD转换器对输入的上行低频信号进行采样后，由所述第一正交下变频器111A行正交下变频，以及由所述抽取滤波器抽取滤波处理后得到复基带信号，然后由所述FFT计算器对所述复基带信号做FFT计算，幅值计算器则进一步对FFT计算结果计算对应的幅度值，频偏估算器对所述幅度值进行平均处理，得到的最大幅度峰值对应的FFT索引序号即为对应的载波频偏估计值，再将所述载波频偏估计值输入到所述载波跟踪环路。
本发明的有益效果是：本发明公开了一种星载测控设备，包括相互独立的第一测控接收天线、第二测控接收天线、第一测控发射天线、第二测控发射天线，这些天线通过收发网络单元连接到第一测控单元和第二测控单元，这两个测控单元组成相同但分别由电源模块独立供电，也分别独立与星载控制器数据互连，这两个测控单元互为热备份或冷备份，均包括数字基带电路、上行通道电路、下行通道电路和时钟电路，工作模式包括下行发射信标信号、遥测信号，接收上行的遥控信号，和/或上行测距信号，解调后再向下发射下行测距信号。该星载测控设备集成度高，能够完成多种信号处理功能，还具有小型化、低功耗、通用性强、可靠性高等特点。
附图说明
图1是根据本发明星载测控设备一实施例的组成图；
图2是根据本发明星载测控设备一实施例中的测控单元组成图；
图3是根据本发明星载测控设备一实施例中的上行通道电路组成图；
图4是根据本发明星载测控设备一实施例中的下行通道电路组成图；
图5是根据本发明星载测控设备一实施例中的时钟电路组成图；
图6是根据本发明星载测控设备一实施例中的数字基带电路组成图；
图7是根据本发明星载测控设备一实施例中的上行低频信号频谱示意图；
图8是根据本发明星载测控设备一实施例中的测距基频调制信号和遥测基频调制信号频谱示意图；
图9是根据本发明星载测控设备一实施例中的下行低频信号频谱示意图；
图10是根据本发明星载测控设备一实施例中的载波捕获和跟踪模块组成图；
图11是根据本发明星载测控设备一实施例中的载波捕获电路组成图；
图12是根据本发明星载测控设备一实施例中的载波跟踪电路组成图；
图13是根据本发明星载测控设备一实施例中的测距转发模块组成图；
图14是根据本发明星载测控设备一实施例中的遥控解调模块组成图；
图15是根据本发明星载测控设备一实施例中的遥测调制模块组成图；
图16是根据本发明星载测控设备一实施例中的受控NCO模块组成图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
图1显示了本发明星载测控设备一实施例的组成框图。在图1中，该星载测控设备包括测控接收天线、测控发射天线和测控单元。所述测控接收天线包括相互独立的第一测控接收天线R1和第二测控接收天线R2，所述测控发射天线包括相互独立的第一测控发射天线T1和第二测控发射天线T2，所述测控单元包括相互独立的第一测控单元M1和第二测控单元M2，所述第一测控接收天线R1和第一测控发射天线T1通过收发网络单元X1连接到所述第一测控单元M1，所述第二测控接收天线R2和第二测控发射天线T2也通过所述收发网络单元X1连接到所述第二测控单元M2，所述第一测控单元M1和第二测控单元M2组成相同但分别由电源模块X2独立供电，也分别独立与星载控制器X3数据互连，所述第一测控单元M1和第二测控单元M2互为热备份或冷备份。
上述数据互连包括所述第一测控单元M1和第二测控单元M2与所述星载控制器X3的遥控数据互连，所述第一测控单元M1和第二测控单元M2与所述星载控制器X3的遥测数据互连，以及所述第一测控单元M1和第二测控单元M2与所述星载控制器X3和电源模块X4的操控指令互连。
另外，所述收发网络单元X1中第一测控接收天线R1和第二测控接收天线R2是通过第一耦合器X11进行耦合连接，第一测控发射天线T1和第二测控发射天线T2是通过第一耦合器X12进行耦合连接，第一耦合器X11和第二耦合器X12是彼此独立的。
可以看出该星载测控设备实施例采用了备份机制，就是由所述第一测控接收天线R1、第一测控发射天线T1和所述第一测控单元M1组成一套工作系统，而由所述第一测控接收天线R2、第一测控发射天线T2和所述第一测控单元M2组成另一套工作系统。这两套系统可能都处于加电状态，但只有其中的一套系统正常接收和发送信号，并且与所述星载控制器X3进行交互工作，而另一套系统只有在前一套系统出现故障后才进入到有效工作状态。当处于备份的那套系统处于加电状态时称之为热备份，若处于不加电状态则称之为冷备份。通过这种备份工作机制来提高系统的安全可靠性。
因此，这里的所述第一测控单元M1和第二测控单元M2的工作模式相同，均包括向地面站发射信标信号，向地面站发射遥测信号，接收来自地面站的遥控信号，接收来自地面站的操控指令，和/或接收来自地面站的上行测距信号，解调后再向下发射下行测距信号。遥控信号经过测控单元解调后的遥控数据输出给星载控制器；星载控制器将需要发送的遥测数据输出给测控单元后进行调制成遥测信号向下发射；测距信号只进行转发，因此不需要星载控制器进行处理；操控指令则包括对星载控制器的控制，以及也可以直接对电源模块的供电进行控制。
优选的，如图2所示，所述第一测控单元和第二测控单元的电路组成相同，均包括数字基带电路、上行通道电路和下行通道电路，以及同时为所述数字基带电路、上行通道电路和下行通道电路提供时钟信号的时钟电路。
在图2中，所述上行通道电路包括低噪声放大器10B、上行第一混频器11B和上行第二混频器12B，以及在所述上行第一混频器11B和上行第二混频器12B之间设置有上行中频滤波器13B，所述上行第二混频器12B之后还设置有上行基带滤波器14B和自动增益控制器15B，然后与数字基带电路10A电连接；所述低噪声放大器10B接收上行射频信号进行低噪声放大，再经过所述上行第一混频器11B进行第一次下变频得到上行中频信号，再由所述上行中频滤波器13B对所述上行中频信号滤波，经过所述上行第二混频器12B进行第二次下变频得到上行低频信号，然后再由所述上行基带滤波器14B进行滤波和自动增益控制器15B进行自动增益调控后输出所述上行低频信号；所述上行第一混频器11B和上行第二混频器12B由上行通道本振电路16B分别产生的射频本振信号和中频本振信号进行混频。
对于整个上行通道电路而言还需要考虑通道增益要能够满足对信号电平的要求，同时还要兼顾增益放大会对元器件的非线性影响，因此，在整个上行通道电路中还重点对射频部分进行了多级滤波和多级放大，并且还设置了用于调整整个通道增益的衰减网络。
如图3所示，在所述上行通道电路中，所述低噪声放大器10B之前还级联设置有上行第一级射频滤波器L1B，所述低噪声放大器10B之后还级联设置有上行第二级射频滤波器L2B，所述上行第二级射频滤波器L2B与所述上行第一混频器11B之间还设置有上行第二级射频增益放大器D1B；在所述上行中频滤波器13B与所述上行第二混频器12B之间设置有上行中频放大器D2B。
优选的，如图3所示，输入的射频信号的频率为221F0，信号的功率电平为-105dBm～-52dBm，经过第一级射频滤波器L1B，如选用介质滤波器CMF43C2031C03A后有-1dB的损耗，用于调控的匹配衰减器S1B可以根据需要来进行设置，该匹配衰减器S1B是由贴片电容和电感组成的T型或π型匹配网络，在保持电路结构不变的情况下，可以将贴片电容和电感用电阻来替换，这样构成的是匹配衰减网络，用于调控整个通道的增益。并且这种替换只需更换将电容、电感用电阻替换，这些电容、电感和电阻采用相同的贴片封装结构，不会对PCB电路板有结构上的特殊需要，同时增强了调整通道增益的灵活性。低噪声放大器10B包括芯片TQP3M9037，该放大器芯片提供增益19dB，对应的射频信号的功率电平为-88dBm～-34dBm。
进一步经过上行射频滤波器L2B，可以选用介质滤波器CMF43C2031C03A，有-1dB的损耗，然后再经过上行射频增益放大器D1B，可以选用芯片ECG001F-G，有20dB的射频增益。用于调控的匹配衰减器S2B可以根据需要来进行设置，该匹配衰减器S2B也可以是由电容和电感组成的T型或π型匹配网络，同样该匹配网络可以在电路结构不变的情况下，可以将电容和电感用电阻来替换，也用于调控整个通道的增益。上行第一混频器11B可以对应芯片MAX2681，该芯片有5dB的增益，上行中频滤波器13B可以对应声表滤波器芯片TA0424A，该芯片有-5dB的衰减，然后再经过上行中频放大器D2B，对应增益放大器芯片ECG001F-G有20dB的射频增益。这样在进入上行第二混频器12B之前，信号的功率电平变化量是-1+20+5-5+20＝39dB的增益，因此对应的信号的功率电平范围是-49dBm～5dBm。上行第二混频器12B对应芯片AD8347，该芯片集成了AGC的功能，能够将输入的信号电平控制在-5dBm的恒定功率值。
另外，从频率变换的角度而言，上行通道电路采用了整数倍的变频方案，即所述上行射频信号、中频信号、基带信号，以及射频本振信号和中频本振信号均为基频的整数倍，这里基频用F0来表示。从图3可以看出上行射频信号的频率为221F0，上行本振电路对输入的参考频率4F0进行倍频后输出两路本振信号，即射频本振信号和中频本振信号，其中射频本振信号对应的频率为133F0，中频本振信号对应的频率为87F0，经过上行第一混频器11B第一次下变频后，输出信号的频率是88F0，然后再经过上行第二混频器12B第二次下变频后，输出两路正交的信号，这两路信号的频率均为F0，只是载波相位为正交的，分别用F0+和F0-来表示。通过这种整数倍的变频方案可以合理选择基频的频率参数F0的实际值，增强了该上行通道电路的通用性。这种特点也同样适用于下行通道电路。
进一步的，如图2所示，所述下行通道电路包括下行第一混频器11A和下行第二混频器12A，以及在所述下行第一混频器11A和下行第二混频器12A之间设置有下行中频滤波器13A，所述下行第二混频器12之后还设置有下行射频滤波器14A和下行射频放大器15A；由数字基带电路10A产生输出的下行低频基带信号经过所述下行第一混频器11A进行第一次上变频得到下行中频信号，再由所述下行中频滤波器13A对所述下行中频信号滤波，经过所述下行第二混频器12A进行第二次上变频得到下行射频信号，然后再由所述下行射频滤波器14A滤波和下行射频放大器15A放大后输出所述下行射频信号；所述下行第一混频器11A和下行第二混频器12A由下行通道本振电路16A分别产生的第一本振信号和第二本振信号进行混频。
这里，对于整个下行通道电路而言还需要考虑通道增益要能够满足对信号电平的要求，同时还要兼顾增益放大会对元器件的非线性影响，因此，在整个下行通道电路中还重点对射频部分进行了多级滤波和多级放大，并且还设置了用于调整整个通道增益的衰减网络。
进一步的，如图4所示，在所述下行通道电路中，所述下行射频滤波器包括下行第一级射频滤波器141A、下行第二级射频滤波器142A和下行第三级射频滤波器143A，所述下行射频放大器包括下行第一级射频增益放大器151A、下行第二级射频增益放大器152A和下行射频功率放大器153A；所述下行第二混频器12A输出依次级联所述下行第一级射频滤波器141A、下行第一射级频增益放大器151A、下行第二级射频滤波器142A、下行第二级射频增益放大器152A、下行射频功率放大器153A和下行第三级射频滤波器143A。在所述下行第二级射频滤波器142A与所述下行第二级射频增益放大器152A之间还设置有温补衰减器S5A；在所述下行第一混频器11A与下行中频滤波器13A之间，以及在所述下行中频滤波器13A与所述下行第二混频器12A之间设置有用于调节下行通道增益的匹配衰减器S1A、S2A；在所述下行第二混频器12A与所述下行第一级射频滤波器141A之间，在所述下行第一级射频增益放大器151A与所述下行第二级射频滤波器142A之间，以及在所述下行第二级射频滤波器142A与所述下行第二级射频增益放大器152A之间设置有用于调节下行通道增益的匹配衰减器S3A、S4A、S5A。
进一步的，如图4所示，输入的下行低频信号的频率为2F0，信号的功率电平为-5dBm，经过下行第一级混频器11A，如混频芯片ADE-1L+，有-6dB的功率衰减，这里用于调控的匹配衰减器S1A和S2A可以根据需要来进行设置，下行中频滤波器13A，如芯片SF1620输入和输出两侧的这两个匹配衰减器S1A和S2A可以不必设置衰减量，而是直接通过电容和电感耦合的方式进行前后级联的匹配，在实际应用中可以根据通道衰减需要，将电容和电感用电阻来替换，由此将匹配网络改为匹配衰减网络，用于调节通道的增益，并且这种替换只需更换将电容、电感用电阻替换，这些电容、电感和电阻采用相同的贴片封装结构，不会对PCB电路板有结构上的特殊需要，同时增强了调整通道增益的灵活性。下行中频滤波器13A，如芯片SF1620带来了-8dB的衰减量。再经过下行第二混频器12A，如芯片MAX2671则有8dB的正向增益，因此从芯片MAX2671的RFOUT端输出的射频信号功率电平为-5-6-8+8＝-11dBm。
进一步的，在下行第二混频器芯片MAX2671与第一级射频滤波器141A，如声表滤波器芯片TA0700A之间是由电感、电容组成的匹配衰减网络电连接，对应图4中的匹配衰减器S3A，这里也可以用电阻进行替换电容和电感网络。进一步的，声表滤波芯片TA0700A对应第一级射频滤波器141A，带来的衰减量是-4dB，之后的增益放大器芯片ECG001F-G对应的是第一级射频放大器151A，有20dB的增益。介质滤波器芯片CMF43C2206C03A对应下行第二级射频滤波器142A，带来-4dB的衰减损耗，温补衰减芯片STCA0605N9对应匹配衰减器S5A，具有-4dB的衰减损耗，然后进一步是由芯片ERA-3SM+对应下行第二级增益放大器152A，提供16dB的增益，芯片QPA9801SR对应下行射频功率放大器153A，提供20dB的增益，以及最后由介质滤波器芯片CMF43C2206C03A对应下行第三级射频滤波器143A。由以上各芯片的增益或衰减值，在混频输出后得到的下行射频信号功率电平为-11dBm，可以最终确定下行通道的输出的下行射频信号的功率电平为：-11-4+20-4-4+16+20-4＝29dBm。基于上述说明，可以对下行通道电路内的匹配衰减器S1A、S2A、S3A和S4A通过设置电阻的方式设置衰减值，来更改通道的信号功率的增益值。
进一步的，如图2所示，所述时钟电路包括晶振信号源10C、参考源放大器11C和时钟发生器12C，所述晶振信号源10C产生单一频率的振荡信号输入到所述参考源放大器11C进行放大，然后再输入到所述时钟发生器12C中产生输出三路时钟信号，其中第一路时钟信号输入到上行通道本振电路16B，第二路时钟信号输入到下行通道本振电路16A，第三路时钟信号输入到数字基带电路10A。
优选的，图5显示了时钟电路产生的频率关系说明图。可以看出由晶振信号源610输出的10MHz振荡信号经过时钟发生器612后一路产生80MHz的方波信号给数字基带电路，另外就是产生频率相同的两路时钟信号，频率为4F0，分别输出给上行通道本振电路613和下行通道本振电路614，上行通道本振电路613经过其中的锁相环路又分别产生射频本振信号133F0和中频本振信号87F0，下行通道本振电路614经过其中的锁相环路又分别产生第一本振信号13F0和第二本振信号225F0。从中可以看出，该时钟电路都是基于同一个晶振信号源610经过多次倍频而产生不同频率的本振信号，并且这些本振信号以同一个基频F0为参考，并且产生的频率是是该基频的整数倍。
优选的，如图6所示，该数字基带电路10D包括载波捕获和跟踪模块11D、测距转发模块12D、遥控解调模块13D、受控NCO模块14D、遥测调制模块15D、下行调制模块16D和接口模块17D；来自上行通道电路的上行低频信号经过AD转换器21D采样后输入到所述载波捕获和跟踪模块11D，对所述上行低频信号的载波进行捕获和跟踪，测量所述上行低频信号的载波的多普勒频移，将所述上行低频信号下变频为基带信号；所述测距转发模块12D接收所述载波捕获和跟踪模块11D输出的基带信号，从所述基带信号中得到测距信号，再将所述测距信号转发调制到第一基频载波，得到测距基频调制信号；所述受控NCO模块14D基于所述载波捕获和跟踪模块11D测量的所述多普勒频移产生下行低频载波，然后输入到所述下行调制模块16D；所述遥控解调模块13D接收从所述载波捕获和跟踪模块11D输出的基带信号，进一步从中解调出遥控信号并输入到所述接口模块17D；所述遥测调制模块15D从所述接口模块17D接收遥测数据，将所述遥测数据调制到第二基频载波，得到遥测基频调制信号；所述下行调制模块16D利用所述受控NCO模块14D输入的下行低频载波，将所述测距基频调制信号和遥测基频调制信号分别调制到所述下行低频载波，然后输出到DA转换器22D转换为下行低频信号；所述接口模块17D则接收来自星载控制器23D的监控信号，对所述基带处理单元10D进行监控，以及输入来自星载控制器23D的所述遥测数据，还把所述遥控数据输出到所述星载控制器23D。
在图6的基础上，图7显示了上行低频信号的信号频谱，横坐标f表示频率，纵坐标p表示功率谱密度，其中包括了上行低频载波的频率为f0，还包括测距信号的频谱P1和遥控信号的频谱P2。经过上述载波捕获和跟踪模块11D进一步将上行低频载波f0去除，而得到基带信号，再从基带信号中分离出测距信号和遥控信号，由于这两个信号占有不同的频段，因此可以通过滤波的方式进行分离。可见这种上行低频信号中包含两种信号成分，一个是用于测距一个是用于遥控，调制到同一个上行载波上，接收时再进行频谱分离而可以实现两种功能。
进一步的，图8显示了经过低频调制的测距信号和遥测信号的频谱，在测距转发模块中将测距信号从基带中分离后，由于仅作转发因此又将该测距信号先转发调制到一个低频率的第一基频载波f1，得到测距基频调制信号，该信号的频谱如图8中P3所示。另外，遥测调制模块将遥测数据调制到第二基频载波f2，得到遥测基频调制信号,该信号的频谱如图8中P4所示。
图9显示了受控NCO模块14D产生有下行低频载波的频率为2f0，下行调制模块将该载波对测距基频调制信号和遥测基频调制信号分别调制，得到了以下行低频载波为中心频率的调制信号，这个调制信号包含了这两个信号的频谱，由于基频载波不同，因此这两个信号经过下行低频载波调制后，频谱成分仍然是相互隔离的，因此不会造成干扰，同时还通过同一个下行载波进行调制发送。这样，在同一个下行载波上就调制有两种信号进行向下发送，同样有利于提高频谱的利用率。
还有一点需要说明的就是下行低频载波的频率2f0是标称值，如果从所述上行低频信号的载波测量得到多普勒频移fd，则还需要利用该多普勒频移fd对下行低频载波的频率2f0进行修正，即2f0±kfd，k为修正系数。这里的修正系数k与卫星的运动速度、通信频率和通信仰角有关，下式即为多普勒频移fd的计算式：
Fc为通信频率，v是卫星与地面设备的相对运动速度，φ是通信仰角，c是光速。对上行信号的频偏进行准确估值后再去修正下行信号的频偏，有利于地面设备接收，降低对地面设备的接收精度要求。
优选的，如图10所示，所述载波捕获和跟踪模块11D包括载波捕获电路111和载波跟踪环路112，所述载波捕获电路111对AD转换器21D输入的上行低频信号进行载波捕获得到准确的载波频偏估计值，即多普勒频移，并将所述载波频偏估计值输入到所述载波跟踪环路112，载波跟踪环路112进一步对输入的所述上行低频信号进行下变频而得到基带信号。另外，该载波频偏估计值还输入到受控NCO模块中。
优选的，如图11所示，所述载波捕获电路111包括依次连接的第一正交下变频器111A、抽取滤波器111B、FFT计算器111C、幅值计算器111D和频偏估算111E器，所述AD转换器21D对输入的上行低频信号进行采样后，由所述第一正交下变频器111A进行正交下变频，以及由所述抽取滤波器111B抽取滤波处理后得到复基带信号，然后由所述FFT计算器111C对所述复基带信号做FFT计算，幅值计算器111D则进一步对FFT计算结果计算对应的幅度值，频偏估算器111E对所述幅度值进行平均处理，得到的最大幅度峰值对应的FFT索引序号即为对应的频偏估计值，再将所述频偏估计值输入到所述载波跟踪环路。所述载波捕获电路111中的本地载波发生器111F产生两路正交的本地载波，这两路正交载波信号分别表示为和/>这两路正交载波的频率是根据标称值而产生的，实际接收的上行低频信号的载波频率通常会与该标称值有偏差，这也正是该载波捕获电路需要进行频偏估计要估算的频偏值。
接收的上行低频信号的信噪比直接影响载波捕获的性能，为了保证对较低信噪比信号的准确捕获，需要减小接收到的上行低频波信号的带宽，降低引入的带外噪声的影响，但同时需要兼顾接收信号的动态范围，基于此，这里利用上述FFT方案实现对接收信号的并行捕获，实现载波频率偏差的初始估计。
进一步的，如图12所示，所述载波跟踪环路包括第二本地NCO112A、第二正交下变频器112B、低通滤波器112C和环路滤波器112D，所述第二本地NCO接收所述载波捕获电路输出的频偏估计值来修正所述第二本地NCO输出的正交载波信号，并输入到所述第二正交下变频器112B对采样后的所述上行低频信号进行下变频，然后经过所述低通滤波器112C得到基带信号，一路基带信号输出，另一路再由所述环路滤波器112D滤波后输入到所述第二本地NCO对产生的所述正交载波信号进行实时修正。
该载波跟踪环路对输入的上行低频信号首先进行正交下变频，变频后的复基带信号包含了靠近零频的基带载波分量(差频分量)以及靠近2f0的和频分量，之后分别对IQ路的复基带信号进行低通滤波，滤波后的信号中只有基带载波分量。上行低频信号采用PM调制方式，滤波后的基带载波信号中包含明显的单音分量，可以直接取样Q路的载波就可以获得正弦的鉴相特性，但正弦特性鉴相器构成的环路有延滞(hung-up)现象，会使捕获时间变长。故而，我们需要利用上载波捕获电路的载波多普勒频偏预估计，辅助第二本地NCO的载波锁相环入锁。经过频偏预估计辅助后，进入环路滤波器的载波频差会非常小，即该频差会直接落在第二本地NCO的锁相环的快捕带内，使锁相环可以迅速地完成频率捕获与相位捕获。从而，有效地避免了延滞现象。
进一步的，如图13所示，所述测距转发模块包括基带低通滤波器121和测距信号调制器122，所述载波跟踪环路输出的基带信号输入到所述基带低通滤波器121，进一步低通滤波得到所述测距信号，然后经过所述测距信号调制器122将所述测距信号转发调制到所述第一基频载波，得到所述测距基频调制信号输出至下行调制模块。这里可以结合图7和图8说明，就是图7中测距信号经过下变频后得到载波接近零中频的基带信号，通过基带低通滤波器121得到从该基带信号中得到测距信号，然后通过测距信号调制器122将测距信号进一步调制到第一基频载波f1，得到测距基频调制信号，该信号对应的频谱如图8中的P3所示。
进一步的，如图14所示，所述遥控解调模块进一步包括遥控下变频器131、遥控低通滤波器132、遥控FFT检测器133、Costas环134和判决器135，来自所述载波跟踪环路输出的基带信号输入到所述遥控下变频器131，经过正交下变频获得遥控信号，再经过遥控低通滤波器132滤波后，由遥控FFT检测器133对所述遥控信号中的捕获序列进行FFT能量检测，确定所述遥控信号的起始时刻，再由所述Costas环134进行同步捕获和跟踪，判决器135则对遥控信号中的每一个数据进行判决后输出遥控数据比特流。
遥控信号的解调针对突发传输体制，物理层传输结构包含128比特的捕获序列，例如101010…交替，后跟随若干个遥控传输数据单元。这里将基带信号通过正交下变频转换到基带IQ之后，首先利用1010…捕获序列通过FFT能量检测确定遥控工作期的开始，启动Costas环的进行同步捕获和跟踪。
这里，用r(i)表示对基带信号下采样后符号速率采样数据流，位定时估计首先计算定时测度为：
而后寻找最大定时测度位置作为突发帧的起始位置，即：
位定时确定后，利用已知的同步头序列消除接收信号中同步头部分的调制信息，即：
R(i)＝r(dopt+i)·PN*(i)i∈[0,N-1]
进一步估计载波频偏估计值：
该频偏估计的范围是码速率的1/2，得到频偏估计值后，再对同步头部分做载波频偏估计值校正(相位旋转)，即：
而后计算在帧起始位置处的载波初始相位：
频偏和相位估计结束之后，即可对帧中指令数据部分进行载波校正(相位旋转)和相位解调。
进一步的，如图15所示，所述遥测调制模块包括BPSK调制器151、遥测NCO152、乘法器153，来自接口模块的遥测数据通过所述BPSK调制器151调制后与遥测NCO152输出的第二基频载波通过乘法器153相乘后得到遥测基频调制信号。
如图16所示，所述受控NCO模块包括切换开关141和DDS发生器142，所述切换开关141的控制端1411与所述接口模块电连接，所述切换开关141的信号输入端1412与所述频偏估算器电连接，所述切换开关的信号输出端1413与所述DDS发生器142电连接，当所述切换开关141受控输入来自所述频偏估计器的载波估计值时，所述DDS发生器142产生的下行低频载波的频率等于参考值2f0与载波频偏估计值fd的修正值kfd之和或差，当所述切换开关141受控关闭来自所述频偏估计器的载波频偏估计值时，所述DDS发生器142产生的下行低频载波的频率等于参考值2f0。由此可见，载波捕获和跟踪模块对上行信号的载波频偏估计值可用于对下行信号载波频偏估计值的校正，从而提高整个系统的载频捕获和跟踪的可靠性。
由此可见，本发明公开了一种星载测控设备，包括相互独立的第一测控接收天线、第二测控接收天线、第一测控发射天线、第二测控发射天线，这些天线通过收发网络单元连接到第一测控单元和第二测控单元，这两个测控单元组成相同但分别由电源模块独立供电，也分别独立与星载控制器数据互连，这两个测控单元互为热备份或冷备份，均包括数字基带电路、上行通道电路、下行通道电路和时钟电路，工作模式包括下行发射信标信号、遥测信号，接收上行的遥控信号，和/或上行测距信号，解调后再向下发射下行测距信号。该星载测控设备集成度高，能够完成多种信号处理功能，还具有小型化、低功耗、通用性强、可靠性高等特点。
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
Claims (8)
1.一种星载测控设备，包括测控接收天线、测控发射天线和测控单元，其特征在于，所述测控接收天线包括相互独立的第一测控接收天线和第二测控接收天线，所述测控发射天线包括相互独立的第一测控发射天线和第二测控发射天线，所述测控单元包括相互独立的第一测控单元和第二测控单元，所述第一测控接收天线和第一测控发射天线通过收发网络单元连接到所述第一测控单元，所述第二测控接收天线和第二测控发射天线也通过所述收发网络单元连接到所述第二测控单元，所述第一测控单元和第二测控单元组成相同但分别由电源模块独立供电，也分别独立与星载控制器数据互连，所述第一测控单元和第二测控单元互为热备份或冷备份；
所述第一测控单元和第二测控单元的电路组成相同，均包括数字基带电路、上行通道电路和下行通道电路，以及同时为所述数字基带电路、上行通道电路和下行通道电路提供时钟信号的时钟电路；
所述数字基带电路包括载波捕获和跟踪模块、测距转发模块、遥控解调模块、受控NCO模块、遥测调制模块、下行调制模块和接口模块；来自上行通道电路的上行低频信号经过AD转换器采样后输入到所述载波捕获和跟踪模块，对所述上行低频信号的载波进行捕获和跟踪，测量所述上行低频信号的载波的多普勒频移，将所述上行低频信号下变频为基带信号；所述测距转发模块接收所述载波捕获和跟踪模块输出的基带信号，从所述基带信号中得到测距信号，再将所述测距信号转发调制到第一基频载波，得到测距基频调制信号；所述受控NCO模块产生下行低频载波，然后输入到所述下行调制模块；所述遥控解调模块接收从所述载波捕获和跟踪模块输出的基带信号，进一步从中解调出遥控数据并输入到所述接口模块；所述遥测调制模块从所述接口模块接收遥测数据，将所述遥测数据调制到第二基频载波，得到遥测基频调制信号；所述下行调制模块利用所述受控NCO模块输入的下行低频载波，将所述测距基频调制信号和遥测基频调制信号分别调制到所述下行低频载波，然后输出到DA转换器转换为下行低频信号；所述接口模块则接收来自星载控制器的监控信号，对所述数字基带电路的各组成模块进行监控，以及输入来自星载控制器的所述遥测数据，还把所述遥控数据输出到所述星载控制器。
2.根据权利要求1所述的星载测控设备，其特征在于，所述第一测控单元和第二测控单元的工作模式相同，均包括向地面站发射信标信号，向地面站发射遥测信号，接收来自地面站的遥控信号，和/或接收来自地面站的上行测距信号，解调后再向下发射下行测距信号。
3.根据权利要求2所述的星载测控设备，其特征在于，所述上行通道电路包括低噪声放大器、上行第一混频器和上行第二混频器，以及在所述上行第一混频器和上行第二混频器之间设置有上行中频滤波器，所述上行第二混频器之后还设置有上行基带滤波器和自动增益控制器，然后与数字基带电路电连接；所述低噪声放大器接收上行射频信号进行低噪声放大，经过所述上行第一混频器进行第一次下变频得到上行中频信号，由所述上行中频滤波器对所述上行中频信号滤波，经过所述上行第二混频器进行第二次下变频得到上行低频信号，由所述上行基带滤波器进行滤波和自动增益控制器进行自动增益调控后输出所述上行低频信号；所述上行第一混频器和上行第二混频器由上行通道本振电路分别产生的射频本振信号和中频本振信号进行混频。
4.根据权利要求3所述的星载测控设备，其特征在于，所述下行通道电路包括下行第一混频器和下行第二混频器，以及在所述下行第一混频器和下行第二混频器之间设置有下行中频滤波器，所述下行第二混频器之后还设置有下行射频滤波器和下行射频放大器；由数字基带电路产生输出的下行低频信号经过所述下行第一混频器进行第一次上变频得到下行中频信号，再由所述下行中频滤波器对所述下行中频信号滤波，经过所述下行第二混频器进行第二次上变频得到下行射频信号，然后再由所述下行射频滤波器滤波和下行射频放大器放大后输出所述下行射频信号；所述下行第一混频器和下行第二混频器由下行通道本振电路分别产生的第一本振信号和第二本振信号进行混频。
5.根据权利要求4所述的星载测控设备，其特征在于，所述时钟电路包括晶振信号源、参考源放大器和时钟发生器，所述晶振信号源产生单一频率的振荡信号输入到所述参考源放大器进行放大，然后再输入到所述时钟发生器中产生输出三路时钟信号，其中第一路时钟信号输入到上行通道本振电路，第二路时钟信号输入到下行通道本振电路，第三路时钟信号输入到数字基带电路。
6.根据权利要求5所述的星载测控设备，其特征在于，所述载波捕获和跟踪模块包括载波捕获电路和载波跟踪环路，所述载波捕获电路对所述AD转换器输入的上行低频信号进行载波捕获得到准确的载波频偏估计值，并将所述载波频偏估计值输入到所述载波跟踪环路，所述载波跟踪环路进一步对输入的所述上行低频信号进行下变频而得到基带信号。
7.根据权利要求6所述的星载测控设备，其特征在于，由所述载波捕获电路产生的所述载波频偏估计值还输入到受控NCO模块中，所述受控NCO模块基于所述载波频偏估计值对所述下行低频载波的频率进行修正。
8.根据权利要求7所述的星载测控设备，其特征在于，所述载波捕获电路包括依次连接的第一正交下变频器、抽取滤波器、FFT计算器、幅值计算器和频偏估算器，所述AD转换器对输入的上行低频信号进行采样后，由所述第一正交下变频器111A行正交下变频，以及由所述抽取滤波器抽取滤波处理后得到复基带信号，然后由所述FFT计算器对所述复基带信号做FFT计算，幅值计算器则进一步对FFT计算结果计算对应的幅度值，频偏估算器对所述幅度值进行平均处理，得到的最大幅度峰值对应的FFT索引序号即为对应的载波频偏估计值，再将所述载波频偏估计值输入到所述载波跟踪环路。
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