CN109375693A - 一种电压调整器 - Google Patents

Abstract

本申请涉及电源管理领域，公开了一种电压调整器。此电压调整器包括第一反馈环路和第二反馈环路，当所述电压调整器因负载造成输出端电压下冲和/或过冲现象时，第二反馈环路可以快速响应来减小此电压调整器的电压波动，等电压调整器的电压接近期望电压后第二负反馈环路停止工作，依靠电压调整器第一负反馈环路来达到最终电压的稳定。第一和第二负反馈环路的组合使用不会相互干扰影响调节器的稳定性，而且，在模式切换过程中也能在一定程度上加快电压稳定的时间。

Description

一种电压调整器

技术领域

本申请涉及电源管理领域，特别涉及一种电压调整器。

背景技术

使用片上电压调整器作为电源管理已相当普遍。使用片上电压调整器给 负载供电可以有效隔离电源噪声和扰动的干扰，使敏感电路的性能得以保证。 通常负载电路有几种工作模式，一般由系统的电源管理来控制其工作模式和 状态，比如上电低功耗模式，全速率工作模式，低速率工作模式等等。一般 上电低功耗保持模式的负载电流较小，主要由漏电电流决定，低速率工作模 式次之，而在全速率工作模式下负载电流最大，最大电流会达到几百毫安甚 至更大。

在上述模式切换应用场景中，片上电压调整器由上电低功耗模式切换到 全速率工作模式或则由全速率工作模式切换到低功耗模式的过程中由于电压 调整器的环路带宽较窄，通常大电流的电压调整器环路带宽只有几百千赫兹， 需要很长的时间才能稳定电压调整器的输出。在模式切换瞬间由于正常慢环 路无法响应，会瞬间产生很大的电压波动，导致电压调整器的电压下降到负 载电路能工作的电压以下或则电压上升到负载电路能容忍的电压以上，从而 使电路不能正常工作或则有器件可靠性问题。

发明内容

本申请的目的在于提供一种电压调整器，解决了因负载模式切换造成的 电压调整器输出电压波动的问题。

为了解决上述问题，本申请公开了一种电压调整器，该包括调整管，连 接在该调整管输出端和控制端之间的第一负反馈环路，

还包括连接在该调整管输出端和控制端之间的第二负反馈环路，该第二 负反馈环路通过对该调整管控制端进行充放电响应来调节该调整管输出端电 压波动，该第二负反馈环路的响应速度快于该第一负反馈环路。

在一个优选例中，该第二负反馈环路包含电压检测器、时序逻辑控制器 和驱动器；

该电压检测器用于将该调整管的输出电压和波动控制参考电压阈值进 行比较后将该比较结果输出到该时序逻辑控制器；

该时序逻辑控制器用于对该比较结果进行处理和运算后将该运算结果 输出到该驱动器；

该驱动器用于根据该运算结果对该调整管控制端充放电来调节该调整 管输出端电压波动。

在一个优选例中，该时序逻辑控制器包括逻辑控制元件或者数字信号处 理组件。

在一个优选例中，该驱动器包括MOS管或BJT。

在一个优选例中，该电压检测器包括比较器组件或者模数转换器组件。

在一个优选例中，该电压检测器由两个迟滞比较器组成。

在一个优选例中，该波动控制参考电压阈值设置有高电压阈值和低电压 阈值，如果该调整器的输出电压值低于该低电压阈值，则该第二负反馈环路 通过对该调整管控制端进行快速充电响应；如果该调整器的输出电压值高于 该低电压阈值，则该第二负反馈环路通过对该调整管控制端进行快速放电响 应。

在一个优选例中，该高、低电压阈值的选取根据允许的电压波动范围来 设定。

在一个优选例中，该第一负反馈环路包括误差放大器和电压反馈网络， 该误差放大器的输出端连接到该调整管控制端，该误差放大器的一个输入端 与参考电压连接，该电压反馈网络连接在该误差放大器的另一个输入端与该 调整管输出端之间。

在一个优选例中，该调整管包括MOS管或BJT管；该第一负反馈环路还 包括环路补偿电容和电流保持电阻，该环路补偿电容与该调整管控制端连接， 该电流保持电阻一端与该调整管输出端连接，另一端连接到地。

本申请实施方式中，在不影响电压调整器的第一负反馈环路的情况下， 增加了第二负反馈环路，此第二负反馈环路可以针对该电压调整器在模式切 换过程中输出电压波动相应地开启快速充电或者放电路径。此第二负反馈环 路可以是由电压检测器、时序逻辑控制器和驱动器组成数字模拟混合的快速 响应环路。

使用电压检测器来检测工作模式切换过程中的电压波动，然后使用时序 逻辑控制器控制快速响应驱动器来对调整管进行快速充放电响应，从而加强 调整管的电流供电变化能力，进而减小输出电压波动；等电压接近期望电压 后第二负反馈环路停止工作，依靠电压调整器第一负反馈环路来达到最终电 压的稳定。

综上，一方面第一负反馈环路和第二负反馈环路不会相互干扰；另一方 面在模式切换过程中也能在一定程度上加快电压稳定的时间；而且，采用的 第二负反馈环路的组成器件包括电压检测器，时序逻辑控制器和驱动器，硬 件成本较低。

本申请的说明书中记载了大量的技术特征，分布在各个技术方案中，如 果要罗列出本申请所有可能的技术特征的组合(即技术方案)的话，会使得 说明书过于冗长。为了避免这个问题，本申请上述发明内容中公开的各个技 术特征、在下文各个实施方式和例子中公开的各技术特征、以及附图中公开 的各个技术特征，都可以自由地互相组合，从而构成各种新的技术方案(这 些技术方案均因视为在本说明书中已经记载)，除非这种技术特征的组合在 技术上是不可行的。例如，在一个例子中公开了特征A+B+C，在另一个例子 中公开了特征A+B+D+E，而特征C和D是起到相同作用的等同技术手段，技 术上只要择一使用即可，不可能同时采用，特征E技术上可以与特征C相组 合，则，A+B+C+D的方案因技术不可行而应当不被视为已经记载，而A+B+C+E 的方案应当视为已经被记载。

附图说明

图1根据一种电压调整器的电路原理图。

图2根据本申请第一实施例的一种电压调整器原理框图

图3根据本申请使用NMOS调整管的第二负反馈环路的一种实现方式

图4根据本申请低功耗保持模式下第二负反馈环路的工作状态

图5根据本申请电压发生下冲时第二负反馈环路的工作状态

图6根据本申请电压发生过冲时第二负反馈环路的工作状态

图7根据本申请发生负载模式切换时第一实施例的一种电压调整器和传 统的一种电压调整器工作时各个节点电压对比示意图

图8根据本申请使用NMOS调整管的第二负反馈环路的另一种实现方式

图9根据本申请使用PMOS调整管的第二负反馈环路的一种实现方式

图10根据本申请使用电压变换网络给电压检测器实现第二负反馈环路 的一种实现方式

图11根据本申请使用电压反馈网络给误差放大器实现电压调整器的一 种实现方式

图12根据本申请第二实施例的一种电压调整器原理图

图13根据本申请第三实施例的一种电压调整器原理图

其中，

1-输入电压AVDD 2-模式切换控制端

3-电压调整器的输出端 4-检测器输出控制端

4-1检测器下冲控制端 4-2检测器过冲控制端

5-快速充放电控制端 5-1快速充电下冲控制端

5-2快速放电过冲控制端 6-调整管控制端

7-第一负反馈环路 8-第二负反馈环路

9-下冲负反馈子环路 10-过冲负反馈子环路

11-驱动器 12-时序逻辑控制器

13-电压检测器 14-参考电压

15-低电压阈值 16-高电压阈值

17-波动控制参考电压阈值

具体实施方式

在以下的叙述中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。 但是，本领域的普通技术人员可以理解，即使没有这些技术细节和基于以下 各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。

部分概念的说明：

BJT：是双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor—BJT)的缩 写，又常称为双载流子晶体管。

下冲：谷值低于设定电压时的现象。

过冲：峰值超过设定电压时的现象。

为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申 请的实施方式作进一步地详细描述。

本申请第一实施例涉及一种电压调整器，如图2所示，该电压调整器是 在传统的电压调整器的基础上增加了第二负反馈环路8来快速调节模式切换 过程中的电压波动；该电压调整器包括调整管，连接在该调整管输出端3和 调整管控制端6之间的第一负反馈环路7；还包括连接在该调整管输出端3 和调整管控制端6之间的第二负反馈环路8，该第二负反馈环路8通过对该 调整管控制端6进行充放电响应来调节该调整管输出端3电压波动，该第二 负反馈环路8的响应速度快于该第一负反馈环路7。

如图1所示，传统电压调整器包括：由误差放大器构成的第一负反馈环 路7，电压调整管MN_pass，环路补偿电容C_C，电流保持电阻R_stdby和负载电路组 成；该传统电压调整器的缺点是：在大负载电流的应用中电压调整器环路带 宽一般比较小，响应时间比较长。

如图3所示，该第二负反馈环路8主要包括：包含两个迟滞比较器的电 压检测器13，包含M个与非门和N个与门逻辑控制器，以及包含M个PMOS 管和N个NMOS管的驱动器11，其中M/N为自然数，M可以等于N也可以不等 于N。

该第二负反馈环路8包括下冲负反馈子环路9和过冲负反馈子环路10， 如图3所示，该下冲负反馈子环路9由迟滞比较器(电压检测器13的一部分)、 M个与非门控制器(时序逻辑控制器12的一部分)和M个PMOS管(驱动器 11的一部分)组成，该过冲负反馈子环路10由迟滞比较器(电压检测器13 的一部分)、N个与门控制器(时序逻辑控制器12的一部分)和N个NMOS 管组成，其中M/N为自然数，M可以等于N也可以不等于N，且M/N可以根据 所需冲击强度(此冲击强度与负载电流变化大小有关)进行调整，具体连接 情况如图3所示。

本申请的第一实施例的不同工作模式和不同工作模式切换过程中，此电 压调整器的工作情况：

(1)系统上电且负载电路工作在上电低功耗模式：

开始，输入电压1(AVDD)的上电过程，如图4所示，等AVDD上电完成 后，电压调整器开始工作并稳定到期望电压值，此时负载电路工作在上电低 功耗模式，电流消耗主要以漏电流为主，电流消耗比较小，此时为了保证电 压调整器的稳定工作，使用R_stdby来消耗一定的保持电流。此时时序逻辑控制 器12使第二负反馈环路8处于关断状态，从而不干扰电压调整器的上电建立 过程。

(2)如果负载电路从低功耗工作模式切换到全速率工作模式造成电压 下冲现象，本实施例中的电压调整器的具体工作过程为：

如图5所示，负载电路模式开始切换，负载电路从低功耗工作模式切换 到全速率工作模式，此时负载电流开始快速增大，电压调整器的输出端3的 电压V_reg开始下降，等V_reg下降到低电压阈值15(V_{ref_dip})以下，电压检测器 13检测到电压下冲，检测器下冲输出端4-1(det_chr)输出高电平，如图中 4所示，各点电压波形如图7中PU从0到1跳变后的响应所示。

时序逻辑控制器12将使能的充电驱动器11打开，如图5中所示，快速 充电下冲控制端5-1(ctrl_chr)输出低电平，开启驱动器11的快速充电PMOS 管MP_{chr_x}，其中x＝1…N。电压波形如图7中PU从0到1跳变后的响应所示。 这里用与非门来实现快速充电部分的逻辑功能，并且可以根据驱动强度的需 要设置ENP_1到ENP_N的使能来调节快速充电环路的增益和电压谷值的控制。 如果使用如图8所示时序逻辑控制的方式这部分将由时序控制逻辑自适应调 节。

驱动器11的快速充电PMOS管对补偿电容C_C和调整管MN_pass的栅极快速 充电，调整管的栅极电压开始上升，极大地增强调整管的电流供电能力，等 调整管的电流供电能力和负载电流达到平衡时输出电压不再下降，此时为电 压调整器的最大电压下冲，然后随着快速充电PMOS管的继续充电，调整管的 栅极电压继续上升，V_reg开始上升，如图7中PU从0到1跳变后的响应所示。

当V_reg进一步上升到V_{ref_dip}之上，电压检测器13经过时序逻辑控制器12 输出第二负反馈环路8关断信号，如图5所示，ctrl_chr为高电平，关断快 速充电PMOS管，最后依靠第一负反馈环路7使输出电压达到最终的稳定电压， 电压波形如图7中PU从0跳变到1所示。

(3)如果负载电路从全速率工作模式切换到低功耗工作模式造成电压 过冲现象，本实施例中的电压调整器的具体工作过程为：

如图6所示，负载电路从全速率工作模式切换到低功耗工作模式，此时 负载电流从大电流变化到极低的漏电流，电流快速减小，电压调整器的输出 端3电压V_reg开始上升，等V_reg上升到高电压阈值16(V_{ref_ovr})以上，电压检 测器13检测到电压过冲，检测器过冲输出端4-2(det_dischr)输出高电平 如图中4所示，各点电压波形如图7中PU从1到0跳变后的响应所示。

时序逻辑控制器12将使能的放电驱动器11打开，如图6所示，快速放 电过冲控制端5-2(ctrl_dischr)输出高电平，开启驱动器11的快速放电 NMOS管MN_{dischr_y}，其中y＝1…N。电压波形如图7中PU从1到0跳变后的响应 所示。这里用与门来实现快速放电部分的逻辑功能，并且可以根据驱动强度 的需要设置ENN_1到ENN_N的使能来调节第二负反馈环路8的增益和电压峰 值的控制。如果使用如图8所示时序逻辑控制的方式这部分将由时序控制逻辑自适应调节。这里ENP和ENN可以根据需要分别设置。

快速放电NMOS管对补偿电容C_C和调整管MN_pass的栅极快速放电，调整管 的栅极电压开始下降，极大地减弱调整管的电流供电能力，等调整管的电流 供电能力和负载电流达到平衡时输出电压不再上升，此时为电压调整器的最 大电压过冲，然后随着快速放电NMOS管的继续放电，调整管的栅极电压继续 下降，输出电压开始下降，如图7中PU从1到0跳变后的响应所示。

电压调整器的输出端3的电压V_reg进一步下降到高电压阈值参考电压之 下，电压检测器13经过时序逻辑控制器12输出快速数字环路关断信号，如 图6的快速充电过冲控制端5-2(ctrl_dischr)为低电平，关断快速放电NMOS 管，最后依靠电压调整器的第一负反馈环路7使输出电压达到最终的稳定电 压，电压波形如图7中PU从1跳变到0所示。

可选地，图1-13中，序号2为模式切换端，用于各种模式间的切换， 切换形式可以是开关控制负载变换的形式。

综上，将本申请第一实施例的一种电压调整器(同时设置有第二负反馈 环路8和第一负反馈环路7)和传统的调整器(仅设置有第一负反馈环路7) 进行比较，如图7为两者的输出电压和其内部调整管栅极电压的波形，其中 实线为第一实施例的调整器调节电压波动下的波形图，虚线为传统的调整器 的作用下的波形图。从波形上可以明显看出，本申请第一实施例的电压调整 器在负载模式切换过程中，电压波动能极大地减小，同时电压的建立时间也 能在一定程度上加快，从而保证了负载电路的正常工作和模式切换。

需要了解的是，本申请涉及到的调整管的栅极是调整管控制端6。

可选地，本申请第二负反馈环路8包含电压检测器13、时序逻辑控制器 12和驱动器11；该电压检测器13用于将电压调整器的输出电压和波动控制 参考电压阈值进行比较后将该比较结果输出到该时序逻辑控制器12，该时序 控制器用于对该比较结果进行处理和运算后将该运算结果输出到该驱动器 11，该驱动器11用于根据该运算结果对该调整管控制端6充放电来调节该调 整管输出端电压波动。

本申请的时序逻辑控制器12的构成是多种多样的；可选地，该时序逻 辑控制器12可以是但不限于本申请第一实施例中的逻辑控制元器件；可选地， 该时序逻辑控制器12可以是数字信号处理并带自适应充放电开启强度调节。

本申请的驱动器11构成是多种多样的；可选地，该驱动器11可以是但 不限于本申请第一实施例中由M个PMOS管和N个NMOS管连接组成(即：PMOS 管MP_{dischr_x}，NMOS管MN_{dischr_y}，其中x＝1…M,y＝1…N)；可选地，该驱动器11 可以由BJT管组成(例如，M个PNP型三极管和N个NPN型三极管组成；其 中M/N为自然数，M可以等于N也可以不等于N)。

本申请的调整管的构成是多种多样的；可选地，该调整管可以是但不限 于本申请第一实施例中NMOS管；可选地，该调整管可以是PMOS管，此时的 电压调整器为如图9所示的组成方式；可选地，该调整管可以是BJT管，其 中，BJT管是NPN或PNP；可选地，该调整管可以是复合管(例如，达林顿管)， 等等。

需要了解的是，如果根据本申请其他可选的调整管类别进行变更，此变 更后的调整管与其他器件的连接方式可以有变化的情况存在。

本申请的电压检测器13的构成是多种多样的；可选地，该电压检测器 13可以是但不限于本申请第一实施例中的迟滞比较器组；可选地，该电压检 测器13可以是如图8所示的ADC类型的电压检测器13；可选地，该电压检 测器13可以是其它比较器类型。

具体地，本申请的第一实施例中的电压检测器13由两个迟滞比较器组 成，比较器设置迟滞功能是为了在电压在参考阈值附近微小波动时比较器能 一致输出比较电平，不受电压微小波动的影响，提高稳定性，一般设置10mV 左右的迟滞窗口。

本申请的第一负反馈环路7的构成是多种多样的；可选地，该第一负反 馈环路7可以是但不限于由误差放大器组成；可选地，该第一负反馈网路可 以是如图11所示的由误差放大器和电压反馈网络组成。

可选地，该电压反馈网络可以是但不限于由分压器组成。

本申请的第一实施例采用电压调整器的输出端3的电压V_reg直接进入电 压检测器13的方式；可选地，如图10所示，该V_reg可以经过电压变换网络 进入电压检测器13。

可选地，该电压变换网络可以是但不限于由分压器组成。

可选地，本申请中波动控制参考电压阈值17设置有高电压阈值16(V_{ref_ovr}) 和低电压阈值15(V_{ref_dip})。

此V_{ref_ovr}和V_{ref_dip}的选取根据允许的电压波动范围来设定，是可以根据情 况进行改变的。可选地，如果系统允许电压调整器的输出端3的电压V_reg的 波动范围为目标值的±5％，那么所述V_{ref_ovr}和所述V_{ref_dip}分别设置为该目标值 的+3％和该目标值的-3％，其中，2％是给第二负反馈环路8响应留的余量。

本申请的第一实施例用低功耗模式切换到全速率运行模式和从全速率 运行模式切换到低功耗模式来具体描述的；可选地，若有中间电流切换模式 (比如低速率)，中间速率模式的切换引起负载电流变化而需要快速响应环 路(本申请中为第二负反馈环路8)的作用来控制电压的波动时，同样属于 本发明的权利范围之内。

可选地，本申请参考电压14(V_ref)的产生方法是多种多样的，可选地， V_ref是使用带隙基准参考源产生的；可选地，V_ref是通过电源电压分压产生的； 可选地，V_ref是通过电源电压产生电流再转换成电压等方式产生，等等。

可选地，本申请第一实施例中检测器的输出端4包括检测器下冲控制端 4-1和检测器过冲控制端4-2。

可选地，本申请第一实施例中快速充放电控制端5包括快速充电下冲控 制端5-1和快速放电过冲控制端5-2。

需要了解的是，本申请第一实施例可以用于需要下冲保护和/或需要过 冲保护应用环境下。

本申请的第二实施例涉及一种电压调整器，如图12所示，此第二实施 例与本申请第一实施例相比较，除了第二负反馈环路8不同外其他都相同。

具体的，本申请第二实施例与第一实施例不同之处为：第二负反馈环路 8只包括下冲负反馈子环路9不包括过冲负反馈子环路10，调节过程涉及对 下冲现象的调节。

本申请的第三实施例涉及一种电压调整器，如图13所示，此第三实施 例与本申请第一实施例相比较，除了第二负反馈环路8不同外其它都相同。

具体的，本申请第二实施例与第一实施例不同之处为：第二负反馈环路 8只包括过冲负反馈子环路10不包括下冲负反馈子环路9，调节过程涉及对 过冲现象的调节。

需要说明的是，在本专利的申请文件中，诸如第一和第二等之类的关系 术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定 要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且， 术语“包括”、“包含”或者其任何其它变体意在涵盖非排他性的包含，从 而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而 且还包括没有明确列出的其它要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品 或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限 定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在 另外的相同要素。本专利的申请文件中，如果提到根据某要素执行某行为， 则是指至少根据该要素执行该行为的意思，其中包括了两种情况：仅根据该 要素执行该行为、和根据该要素和其它要素执行该行为。多个、多次、多种 等表达包括2个、2次、2种以及2个以上、2次以上、2种以上。

在本申请提及的所有文献都被认为是整体性地包括在本申请的公开内 容中，以便在必要时可以作为修改的依据。此外应理解，在阅读了本申请的 上述公开内容之后，本领域技术人员可以对本申请作各种改动或修改，这些 等价形式同样落于本申请所要求保护的范围。

Claims (10)

1.一种电压调整器，所述包括调整管，连接在所述调整管输出端和控制端之间的第一负反馈环路，其特征在于，

还包括连接在所述调整管输出端和控制端之间的第二负反馈环路，所述第二负反馈环路通过对所述调整管控制端进行充放电响应来调节所述调整管输出端电压波动，所述第二负反馈环路的响应速度快于所述第一负反馈环路。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第二负反馈环路包含电压检测器、时序逻辑控制器和驱动器；

所述电压检测器用于将所述调整管的输出电压和波动控制参考电压阈值进行比较后将该比较结果输出到所述时序逻辑控制器；

所述时序控制器用于对所述比较结果进行处理和运算后将该运算结果输出到所述驱动器；

所述驱动器用于根据所述运算结果对所述调整管控制端充放电来调节所述调整管输出端电压波动。

3.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述时序逻辑控制器包括逻辑控制元件或者数字信号处理组件。

4.根据权利要求3所述的系统，其特征在于，所述驱动器包括MOS管或BJT管。

5.根据权利要求4所述的系统，其特征在于，所述电压检测器包括比较器组件或者模数转换器组件。

6.根据权利要求5所述的系统，其特征在于，所述电压检测器由两个迟滞比较器组成。

7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述波动控制参考电压阈值设置有高电压阈值和低电压阈值，如果所述调整器的输出电压值低于所述低电压阈值，则所述第二负反馈环路通过对所述调整管控制端进行快速充电响应；如果所述调整器的输出电压值高于所述低电压阈值，则所述第二负反馈环路通过对所述调整管控制端进行快速放电响应。

8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述高、低电压阈值的选取根据允许的电压波动范围来设定。

9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述第一负反馈环路包括误差放大器和电压反馈网络，所述误差放大器的输出端连接到所述调整管控制端，所述误差放大器的一个输入端与参考电压连接，所述电压反馈网络连接在所述误差放大器的另一个输入端与所述调整管输出端之间。

10.根据权利要求1-9任意一项所述的系统，其特征在于，所述调整管包括MOS管或BJT管；所述第一负反馈环路还包括环路补偿电容和电流保持电阻，所述环路补偿电容与所述调整管控制端连接，所述电流保持电阻一端与所述调整管输出端连接，另一端连接到地。