CN109314539B - 用于解调接收信号的方法、计算机可读存储介质和装置 - Google Patents

Abstract

一种用于解调从对基本线性调频信号的调制产生的接收信号的方法，其包括对由所述接收信号承载的符号的估计步骤(E46)，所述步骤实施以下子步骤：从所述接收信号并从参考线性调频信号中确定(E43)N个决策分量，所述参考线性调频信号通过由对应于具有秩r的符号的参考符号调制所述基本线性调频信号而获得，具有索引I、表示为分量D_l的决策分量是某个项的函数，所述项的相位平方地取决于I，其中I是从0到N‑1的整数；从具有索引k、表示为分量D_k、在所述N个决策分量中具有极值的决策分量决定(E44)由所述接收信号承载的所述符号的秩

Description

用于解调接收信号的方法、计算机可读存储介质和装置

技术领域

本发明的领域是基于对如在

技术中使用的被称为“线性调频”的波形的调制通过射频链路传输数据。

更具体地，本发明涉及一种用于解调这种具有通过现有技术改善的性能以及相当的实施复杂度的波形的方法。

由于

技术致力于由互联事物(connected things)进行的低功耗传输，因此本发明具有个人生活和职业生活中存在互联事物的所有领域中的应用，尤其但不排他地在健康、运动、家庭应用(安全、电子和电器等)、跟踪事物等领域中的应用。

背景技术

作为“互联网第三次革命”而存在的互联事物现在在日常生活和公司生活的所有领域变得越来越普遍。这些事物中的大多数旨在通过其集成传感器产生数据以便给其所有者增值服务。

应用非常关注的是这些互联事物主要是漫游(nomadic)事物。具体地，这些事物应当能够向远程用户传输定期或根据请求产生的数据。

为此，移动蜂窝无线电的远距离无线电传输类型(2G/3G/4G等)已经是一种技术选择。此技术在大多数国家的确使得能够受益于高效网络覆盖。

然而，这些事物的漫游方面通常伴随着对能量自主性的需求。现在，即使当基于最节能移动蜂窝无线电技术时，这些互联事物目前示出了在合理成本下排除大规模部署的消耗水平。

面对由这种漫游应用的无线电链路引起的消耗问题，如今出现了特别致力于“物联网”网络的新颖低消耗无线电技术和低比特率无线电技术，即用于被称为LPWAN(低功率广域网)的网络的无线电技术。

在这种背景下，两种类型的技术可能不同：

-一方面，存在专有技术，如例如公司

的技术或

技术或者又公司

的技术。实际上，这些非标准化技术都依赖于使用“工业、科学和医疗”(或ISM)频带并且依赖于与其用途相关联的规范。这些技术的价值是它们已经可商购并且在有限投资的基础上实现网络的快速部署。另外，它们实现高度节能且低成本的互联事物的发展；

-另一方面，存在由标准化组织促进的若干技术。例如，我们可以引用使用3GPP(第三代合作伙伴计划)标准化的三种技术：NB-IoT(窄带-物联网)、LTE MTC(长期演进-机器型通信)以及EC-GPRS(扩展覆盖范围-通用分组无线业务)。然而，这种解决方案至今仍无法被完全指定并且将另外依赖于许可的频带。

在这种背景下，可以看出基于ISM频带的使用的专有技术被看作短期选择的解决方案并且其中的一个或多个然后可以实际上变得与待使用的解决方案一样普遍。

例如，专利文档EP 2 449 690B1描述了一种基于基本线性调频信号的调制的信息传输技术，其中

技术基于所述基本线性调频信号的调制。

现在，某些运营商如法国的

或

已经采用

技术部署其致力于互联事物的网络。然而，初始反馈指示关于现实条件下无线电链路的低性能的不令人满意的用户体验。

因此，需要改善在现实条件下，特别是面对存在衰落现象的无线电移动传播信道时实施

技术的接收器的性能。

还需要的是，这种改善不应当导致接收器的过度能量消耗并且因此不应当不利于嵌入这种接收器的互联事物的自主性。

发明内容

在本发明的一个实施例中，提出了一种用于解调接收信号的方法。此接收信号由对基本线性调频信号的调制以及传输信道中已调制线性调频信号的传输而产生，所述基本线性调频信号的瞬时频率在符号时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性变化。对于N个符号的星座中具有秩s的符号，其中s是从0到N-1的整数，所述调制与所述瞬时频率在所述符号时间Ts上的变化图案的循环排列相对应，所述符号时间Ts通过s倍基本持续时间Tc的时移获得，使得N*Tc＝Ts。

这种方法包括对由接收信号承载的符号的估计步骤，所述步骤实施以下子步骤：

-从接收信号以及通过由对应于星座中具有秩r的符号的参考符号调制所述基本线性调频信号而获得的参考线性调频信号中确定N个决策分量，

具有索引I、表示为分量D_l的决策分量是某个项的函数，所述项的相位平方地取决于I，其中I是从0到N-1的整数；

-从具有索引k、表示为分量D_k、在所述N个决策分量中具有极值的决策分量决定由所述接收信号承载的所述符号的秩

因此，本发明提出一种用于使对由接收信号承载的符号的估计能够由对基本线性调频信号的调制而产生的新颖性和创造性解决方案，所述基本线性调频信号具有其瞬时频率的线性变化或者相等地具有其瞬时相位的平方变化。

为此，要求保护的方法提出考虑接收信号的瞬时相位的此平方变化以便实施最佳接收器来决定接收符号的秩。

接收性能值因此提高，同时保留与现有技术接收器的复杂性相当的复杂性。

根据一个实施例，用于估计符号的步骤还包括对于接收信号的N个样本并且对于参考线性调频信号的N个样本在Tc的相同倍瞬间处进行的以下步骤：

-对所述参考线性调频信号的所述N个样本、对应地所述接收信号的所述N个样本取共轭，递送共轭线性调频信号的N个样本；

-将所述共轭线性调频信号的所述N个样本与所述接收信号的、对应地所述参考线性调频信号的所述N个样本逐项相乘，递送乘得的信号的N个样本；

-对所述乘得的信号进行前向傅里叶变换或傅里叶逆变换，递送已变换信号的N个样本Y_l，其中l是从0到N-1的整数；

并且所述分量D_k另外是与所述已变换信号的所述N个样本Y_l当中具有所述索引k的样本Y_k的振幅以及所述样本Y_k的相位成正比的项的函数。

因此，要求保护的方法提出考虑包含在从前向傅里叶变换或傅里叶逆变换输出的信号的样本中的完全信息(即振幅和相位)并且不像现有技术中进行的那样仅在这些样本的模量的基础上操作。接收的性能值因此提高，同时保持相当的复杂性。

根据一个实施例，所述分量D_k另外是所述已变换信号的所述N个样本Y_l当中的N'个样本Y_n的子集的函数，其中n与σk不同，N′≤N，并且σ是属于{-1,1}的参数。

因此，要求保护的方法使得能够考虑信道的弥散以及由其产生的符号间干扰以决定接收符号的秩，由此在存在具有多径的传输信道的情况下提高接收性能。

根据一个实施例，所述方法包括用于获得N个信道系数的步骤(E45)，并且样本Y_n的所述子集中具有索引n的样本由耦合系数加权，所述耦合系数与取决于索引σk与n之间的差的信道系数H_σk-n[N]以及某个项成正比，其中σ是属于{-1,1}的参数，所述项的自变量平方地取决于所述索引k。与所述样本Y_k的振幅成正比的所述项是独立于k的信道系数H₀。

因此，对样本Y_n加权的项具有仅取决于在傅里叶变换的输出处考虑的这些样本的索引之间的差的分量。实际上，信道的脉冲响应的时间恒定性导致表示符号间干扰的项仅取决于信号的考虑样本的索引之间的差。

然而，接收信号的相位的平方变化使得以下成为必要：样本之间的耦合对于考虑的样本索引之间的给定差来说不应是时间上恒定的。

因此，在考虑的分量D_k的特有结构中考虑这两种效果以估计接收符号使得能够在存在具有多径的传输信道时提高性能的情况下执行接收，同时实现在频域工作，即作用于来自傅里叶变化的输出样本。

根据不同实施例，所述分量D_k是与以下各项成正比的项的函数：

-和

或所述和的共轭复数的实部，条件是所述傅里叶变换是前向傅里叶变换并且所述共轭线性调频信号与所述参考线性调频信号的共轭相对应；或者

-和

或所述和的共轭复数的实部，条件是所述傅里叶变换是傅里叶逆变换并且所述共轭线性调频信号与所述参考线性调频信号的共轭相对应；或者

-和

或所述和的共轭复数的实部，条件是所述傅里叶变换是前向傅里叶变换并且所述共轭线性调频信号与所述接收信号的共轭相对应；或者

-和

或所述和的共轭复数的实部，条件是所述傅里叶变换是傅里叶逆变换并且所述共轭线性调频信号与所述接收信号的共轭相对应；

其中

并且σ是属于{-1,1}的参数。

因此，以解析形式，即估计分量的接收信号的特有结构，考虑所考虑信号的波形，例如其瞬时相位的平方变化，实现在频域、在多径传输信道中对最大似然方面的最佳接收器的简单且高效的实施，即作用于前向傅里叶变化或傅里叶逆变化的输出处的信号的样本。

除此之外，在一个变体中，在N个可能系数当中仅考虑N'个信道系数，由此简化嵌入接收器中的处理操作。

根据一个实施例，对于n与σk不同，所述信道系数H_σk-n[N]为空。

因此，要求保护的方法使得能够在存在简化为AWGN(加性高斯白噪声)信道的信道的情况下在频域实施最大似然方面的最佳接收器，即作用于傅里叶变换的输出处的样本，所述AWGN信道因此不引入任何符号间干扰。接收器的性能因此提高并且示出在计算的最小超额成本的情况下AWGN信道中的最佳性准则。

根据一个实施例，用于获得的步骤还包括从所述已变换信号的所述N个样本Y_n并从至少一个预定符号k_i中估计所述信道系数。

因此，要求保护的方法使得能够估计考虑传输信道所需要的参数，以便实施最佳接收器来估计在频域工作的接收符号，即作用于从傅里叶变换输出的样本。除此之外，以解析形式考虑所考虑信号的波形，例如其瞬时相位的平方变化，意味着有必要仅估计产生符号间干扰的项的时间恒定的部分，即仅取决于所考虑的样本的索引之间的差的部分，由此导致高效实施用于估计表示传输信道以及因此接收器的影响的参数的步骤。

根据一个实施例，所述估计的信道系数形成向量

对所述系数的所述估计在Ns个接收信号的基础上完成，k_i表示N个符号的星座中所述Ns个样本的第i个样本的秩，r_i表示在所述第i个符号的接收期间使用的参考符号的秩，Y_l ⁽ⁱ⁾表示在所述第i个符号的接收期间获得的所述已变换信号的N个样本，

的所估计向量

被表达为

其中

-

条件是所述傅里叶变换对应于前向傅里叶变换，并且所述共轭线性调频信号对应于所述参考线性调频信号的共轭；或者

-

条件是所述傅里叶变换对应于傅里叶逆变换，并且所述共轭线性调频信号对应于所述参考线性调频信号的共轭；或者

-

条件是所述傅里叶变换对应于前向傅里叶变换，并且所述共轭线性调频信号对应于所述接收信号的共轭；或者

-

条件是所述傅里叶变换对应于傅里叶逆变换，并且所述共轭线性调频信号对应于所述接收信号的共轭；

其中

并且σ是属于{-1,1}的参数。

因此，对考虑传输信道所需要的参数的估计与发送符号和接收符号之间的最小平方误差相对应，由此减少对接收符号估计的误差。

除此之外，在一个变体中，在N个可能系数当中仅考虑N'个信道系数，由此简化嵌入接收器中的处理操作。

根据一个实施例，用于估计信道系数的所述步骤包括以下子步骤：

-计算表示所述信道系数H₀以及所述信道系数中的另一个的参数；

-从所述计算的参数中获得表示剩余信道系数的参数。

因此，如

系统(8μs)等有效系统(相比于信道的最大时间弥散，所述系统仍然高)中的线性调频波形以及对Tc值的选择实际上导致仅两个参数仍然被估计(例如H₀和另一项H_l，其中l非空)以确定所述一组项H_l的情形，因此最后导致执行用于估计表示传输信道以及因此接收器的影响的参数的步骤的极大简化。

根据一个实施例，具有非空索引l的所述信道系数与

成反比。

因此，如

系统等有效系统(相比于信道的最大时间弥散，所述系统仍然高)中的线性调频波形以及对Tc值的选择还导致项H_l的振幅作为l的函数指数下降。这示出使得能够设想使用仅有限量的项H_l来对信道的效果进行建模，例如与小于或等于10的索引相对应的项，由此降低最大似然方面的最佳接收器的计算复杂度。

根据一个实施例，所述预定符号是学习序列或接收符号的符号，所述符号的秩

已经在之前执行的所述符号估计步骤期间决定。

因此，估计考虑传输信道所需要的参数可以在已知符号的基础上完成，例如学习或同步序列，由此实现对这些参数的稳健估计，或者在初步接收的数据符号的基础上完成，由此使得能够在接收期间改善此估计。

本发明还涉及根据其不同实施例中的任一个的计算机程序，其包括用于下所述程序被处理器执行时实施一种用于解调接收信号的方法的程序代码指令，所述接收信号由如上述对基本线性调频信号的调制产生。

本发明的另一个实施例提出一种用于调制接收信号的装置，所述接收信号由如上述对基本线性调频信号的调制产生。

这种解调装置包括能够被配置成进行以下操作的可再编程计算机或专用计算机：

-从接收信号以及通过由对应于星座中具有秩r的符号的参考符号调制所述基本线性调频信号而获得的参考线性调频信号中确定N个决策分量，

-具有索引I、表示为分量D_l的决策分量是某个项的函数，所述项的相位平方地取决于I，其中I是从0到N-1的整数；

-从具有索引k、表示为分量D_k、在所述N个决策分量中具有极值的决策分量决定由所述接收信号承载的所述符号的秩

这种解调装置尤其能够根据本发明(根据以上提及的其不同实施例中的任一实施例)实施用于解调接收信号的方法，所述接收信号由对基本线性调频信号的调制产生。

因此，此装置的特性和优点与上述解调方法的特性和优点相同。因此不对其进行更充分详细的描述。

附图说明

本发明的其它特征和优点应当从借助于指示性和非穷举性实例给出的以下说明以及附图中显现，在附图中：

-图1示出了

技术中使用的非调制线性调频信号的特性；

-图2示出了根据

技术调制的不同线性调频信号的瞬时频率和瞬时相位；

-图3a和图3b示出了根据本发明的不同实施例的接收结构；

-图4示出了根据本发明的不同实施例的解调方法的步骤；

-图5示出了根据本发明的不同实施例的样本之间的耦合项的减小；

-图6示出了本发明的一个特定实施例中获得的性能值与通过现有技术获得的性能值的比较；

-图7a和图7b呈现了根据本发明的不同实施例的解调装置的结构的实例。

具体实施方式

在本文档的所有附图中，相同的元素和步骤由相同的参考号来指定。

本发明的一般原理依赖于对来自N个符号的星座中表示符号的N个决策分量的接收信号的符号的估计，所述接收信号与在传输信道中传输的已调制线性调频信号相对应。

为此，N个决策分量当中的第I个分量通过复数项是I的函数，其自变量作为I的函数平方地变化。表示N个符号的星座中的接收符号的索引

然后根据N个决策分量当中示出极值的决策分量的索引k确定。

所提出的解决方案特别使得通过解调使用上述专利EP 2 449 690 B1中描述的技术生成的信号成为可能。

如已经指示的，此专利EP 2 449 690 B1描述了一种基于基本线性调频信号的调制的信息传输技术。如图1中所示出的，在符号的持续时间Ts内，基本线性调频信号的瞬时频率102在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性变化。本文的这种瞬时频率表示向量的复平面中的旋转速度，所述复平面的坐标由同相信号100和正交信号101给出以便将基本线性调频信号变换到载频上并且因此生成射频信号。

由于线性调频信号是恒定包络信号，因此同相信号100和正交信号101分别在两个极值之间振荡，所述极值分别为I0和I1以及Q0和Q1，所述线性调频信号的频率如所产生的基本线性调频信号的瞬时频率102那样随时间线性变化。由于瞬时频率102的线性变化，由此限定的基本线性调频信号具有在持续时间Ts内在两个值φ₀与φ₁之间平方地变化的瞬时相位103，瞬时频率是瞬时相位的导数。

已调制线性调频信号然后通过对基本线性调频信号的瞬时频率在持续时间Ts内的变化图案进行循环排列而获得，所述持续时间Ts在k倍基本持续时间的时移，被称为“码片(chip)”持续时间Tc之后获得。索引k然后表示Ns个符号的星座中的符号的秩，并且然后我们得出Ns*Tc＝Ts。通过图解，图2表示分别与k＝0、k＝1、k＝2和k＝3相对应的不同已调制线性调频信号的瞬时频率102、102'、102″、102″′和瞬时相位103、103'、103″、103″′，即实现基于四个符号的星座的信息传输。然后，与k＝0相对应的基本线性调频信号在这种情况下被解释为承载星座中具有秩零的符号。

发明人已经注意到，根据此技术，确定通过这种信号接收到的接收符号的值，即确定N个符号的星座中的其秩k相当于确定充当用于计算时移的基础的索引k，所述时移用于产生讨论的已调制线性调频信号的瞬时相位图案和瞬时频率图案。

实际上可以看出，基本线性调频信号可以在时域内表达并且在符号周期的持续时间内表达，即t从0到Ts，如

s(t)＝e^jφ(t)

其中

φ₀为相位的初始值。

实际上，

信号为使得线性调频信号的带宽，即|f₁-f₀|被相反地调整到码片持续时间Tc，并且f1被选择为使得f₁＝-f₀。已知Ts＝Ns*Tc，线性调频信号的瞬时相位的表达式然后可以被重写为

其中σ为属于{-1,1}的参数，使得能够对上升线性调频信号(即具有上升的瞬时频率)和下降调频信号(即具有下降的瞬时频率的线性调频信号)进行建模。

由N个符号的星座中秩为k的符号调制的(k因此从0到N-1)并且因此与如上述基本线性调频信号的图案的循环排列相对应的线性调频信号的解析表达式s_k(t)然后可以被表达为

其中[.]指示取模函数。

此等式然后可以被如下再写成公式，t从0到Ts＝N*Tc：

其中：

现在参照图3a和图3b，根据本发明的不同实施例，我们描述两种接收结构，这两种接收结构使得能够估计由与根据上述技术调制的基本线性调频信号相对应的接收信号承载的符号，即，使得能够决定用于产生此信号的瞬时频率和瞬时相位的变化图案的索引k。

更具体地，这些附图示出了用于对表示在所接收射频信号的射频或RF解调之后获得的调制信号的同相I信号和正交Q信号进行处理操作的结构(在本专利申请的下文中，术语‘RF解调’指示变换到接收信号的基带，此变换递送表示调制接收RF载波的信号的模拟I信号和Q信号，并且术语‘解调’指示对I信号和Q信号进行的处理操作，通常在采样和量化之后进行，导致确定包含在调制信号中的信息)。在此RF解调期间，通常能够选择载频使得f₁＝-f₀。

实际上，这种I信号和Q信号通过使用本领域技术人员已知的RF接收器(例如直接转换接收器、超外差接收器或任何等效架构)来获得，所述RF接收器实施正交RF解调器并递送两个模拟I信道和Q信道。

I信号和Q信号然后由存在于相应接收信道上的模数转换器或ADC 301(例如闪速转换器或基于∑△调制器的转换器，或者SAR(逐次逼近寄存器)型装置或任何其它等效物)进行采样。在一个经典接收链中，在这种转换器在相对于有效载荷信号的带宽通常高的采样频率下工作的情况下，由ADC递送的信号被存在于I路径和Q路径中的每一个上的抽取级302(例如CIC(级联积分梳状滤波器)型线性相位滤波器或任何其它等效物)抽取，使得每一个路径递送可以被解释为N个复数样本的实部和虚部的N个样本。

N个复数样本然后被递送到包括不同模块的解调装置300、300'。

根据图3a中示出的实施例，N个复数样本被直接递送到复数乘法器303。复数乘法器303然后执行N个复数样本与表示由生成模块307递送的共轭参考线性调频信号的N个复数样本的逐项乘法，在这种情况下，所述生成模块是存储相应预计算样本的查找表或LUT。

这种共轭线性调频信号在本文中被定义为线性调频信号，所述线性调频信号的瞬时频率与讨论的线性调频信号的瞬时频率相反地变化。例如，如果我们再考虑如以上参照图1描述的基本线性调频信号的情况，即其瞬时频率在持续时间Ts内从f0到f1线性变化的信号，则共轭基本线性调频信号然后示出了在同一持续时间Ts内从f1到f0线性变化的瞬时频率。因此，线性调频信号与其共轭声相乘消除其瞬时频率的线性变化。然后，结果具有恒定瞬时频率。

在图3b中示出的另一个实施例中，与接收信号相对应的N个复数样本的虚部的符号被反转模块310反转。因此，反转模块310递送与表示有效接收的线性调频信号的共轭线性调频信号的基带信号I和Q相对应的信号。

由此获得的N个复数样本然后被递送到复数乘法器303，所述复数乘法器将其与表示由生成模块307递送的参考线性调频信号的N个复数样本逐项相乘。

因此，由复数乘法器303递送的N个复数样本在此第二实施例中是在以上参照图3a描述的实施例中获得的N个复数样本的共轭复数值。

由复数乘法器303递送的N个复数样本然后被递送到离散傅里叶变换模块304。

在一个实施例中，实施的离散傅里叶变换是前向离散傅里叶变换。在本发明的另一个实施例中，实施的离散傅里叶变换是离散傅里叶逆变换。

因此，在此出现了四个实施例：

-在第一实施例中，共轭应用于参考线性调频信号(图3a的情况)，并且实施的离散傅里叶变换是前向离散傅里叶变换；

-在第二实施例中，共轭应用于参考线性调频信号(图3a的情况)，并且实施的离散傅里叶变换是离散傅里叶逆变换；

-在第三实施例中，共轭应用于接收线性调频信号(图3b的情况)，并且实施的离散傅里叶变换是前向离散傅里叶变换；

-在第四实施例中，共轭应用于接收线性调频信号(图3b的情况)，并且实施的离散傅里叶变换是离散傅里叶逆变换。

在变体中，N被表达为2的幂，并且讨论的离散傅里叶变换被实施为快速傅里叶变换。

然后将由离散傅里叶变换模块304递送的N个已变换复数样本给生成模块305以生成N个符号的星座中表示接收信号所承载的符号的秩k的N个决策分量。

N个分量然后被递送到决策模块306，所述决策模块根据N个分量当中具有极值的分量的索引来决定接收符号的秩k。

在一个变体中，表示调制基本线性调频信号的符号的秩k的N个分量考虑传播信道的影响。信道估计器308然后在由离散傅里叶变换模块304提供的样本以及由决策模块306决定的相应接收符号的秩的基础上估计信道系数。

参照图4，现在提供对用于解调接收信号使得尤其能够根据本发明的不同实施例估计接收信号承载的符号的方法的描述。

在步骤E40处，获得共轭线性调频信号。如以上描述的，参照图3a和图3b，此共轭线性调频信号可以与从表示由生成模块307递送的具有持续时间Ts的参考线性调频信号的基带信号s_r(t)的共轭产生的信号(以上提及的第一和第二实施例)相对应，或者与从表示也具有持续时间Ts的所接收线性调频信号的基带信号y(t)的共轭产生的信号(以上提及的第三和第四实施例)相对应。

通常，参考线性调频信号与由符号星座中秩为k的参考符号调制的基本线性调频信号相对应。在一个变体中，当参考线性调频信号是基本线性调频信号时，r被视作等于0。

在步骤E41处，复数乘法器303递送由离散傅里叶变换模块304相乘的信号。

在以上提及的第一和第二实施例中，此乘得的信号因此被表达为

并且在以上提及的第三和第四实施例中，此乘得的信号因此被表达为y^*(t)s_r(t)，即作为由第一和第二实施例中的复数乘法器303递送的此信号的共轭复数。

乘积

的解析表达式首先从下文导出。

通常，所接收线性调频信号已经通过无线电传播信道传播，所述线性调频信号的脉冲响应h(t)典型地可以被表达为P条路径的时间偏移之和，每条路径可能通过复数振幅A_p和实部滞后τ_p建模，使得

其中δ(t)是狄拉克分布。

除此之外，接收信号还带有加性噪声w(t)，所述加性噪声被假设为高斯噪声并且被集中使得其通常可以被写为：

y(t)＝(h*s_k)(t)+w(t)

其中t∈[0,T_s+τ_max]并且τ_max＝τ_P-1，对脉冲响应h(t)的支持为[0,τ_max]。

一旦接收器在时间上同步，假设接收信号与由符号星座中秩为k的符号调制的基本线性调频信号相对应，则其能够写为

因此，在来自复数乘法器303的输出处并且在以上提及的第一和第二实施例中，可以看到：

在步骤E42处，傅里叶变换由离散傅里叶变换模块304应用以便递送已变换信号。

为了简化书写，计算的后面部分存在于参考符号与基本线性调频信号相对应的特殊情况，即对于r＝0，结果甚至针对一般情况而给出。

取

和

并且定义∈为

然后，我们使用由(Eq-2a)给出的表达式s_k(t)将s_k(t-τ)s^*(t)表达为：

通过对样本信号u_kn(τ)＝s_k(nT_c-τ)s^*(nT_c)应用前向离散傅里叶变换(DFT)，呈现：

用q表示项

呈现：

因此

此等式可以被再写成公式以便示出取决于传播信道以及连接到所使用的波形的项。因此：

然后最终可能将已变换信号的样本表达为：

或者以另一种形式：

其中l和k从0到N-1，并且

W_l＝DFT{w(nT_c)s^*(nT_c)} (Eq-4d)

在参考线性调频信号与由符号星座中秩为r的参考符号调制的基本线性调频信号相对应的一般情况下，对于在来自傅里叶变换模块304的输出处获得的已变换信号Y_l的N个样本，计算给出：

-在以上提及的第一实施例中(对应于对

和

应用前向傅里叶变换)：

-在以上提及的第二实施例中(对应于对

和

应用傅里叶逆变换)：

-在以上提及的第三实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用前向傅里叶变换)：

-在以上提及的第四实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用傅里叶逆变换)：

除此之外，为了简化可读性，相同标记Y_l、H_l和W_l用于指示在傅里叶变换模块304的输出处获得的相应样本，无论考虑哪个上述实施例。

在步骤E43处，能够被解释为表示决策向量(D₀,D₁,…,D_N-1)的N个分量并且表示由接收信号承载的符号的秩的N个决策分量D_l由生成模块305确定，其中l是从0到N-1的整数。

为此，在一个实施例中提出对由离散傅里叶变换模块304递送的N个样本Y_l应用最大似然准则。实际上，对于在来自离散傅里叶变换模块304的输出处获得的样本W_l来说，对加性噪声w(nT_c)的高斯假设依然真实，高斯分布的傅里叶变换给出另一个高斯分布。

如果我们再考虑例如以上提及的第一实施例(对应于对

应用前向傅里叶变换)，并且如果我们再考虑参考符号与基本线性调频信号相对应的特殊情况，即对于r＝0，则为了更清楚地书写，样本W_l在等式(Eq-5a)的基础上可以被如下表达：

因此，应用最大似然准则，调制基本线性调频信号并与接收信号相对应的符号的秩与索引k相对应，所述索引最大化在接收时观察到的符号的概率密度，或者在高斯密度方面，其与最小化高斯函数的自变量的索引k相对应，即总量

在等效方法中，在展开平方的模量并且在变量从n变化到N-n之后，可以看到与接收信号相对应的符号的秩可以被表达为最大化以下总量的索引k的函数：

其中

指示实部。在等效方法中，可以采用以上实部的自变量的共轭复数。

换言之，使得能够估计由所接收信号承载的符号的秩的N个决策分量D_l可以在用于对符号的秩的不同可能假设的此表达式的基础上确定(即N个假设与以上表达式中范围从0到N-1的k相对应)，其中l的范围从0到N-1。N个决策分量D_l中的每一个然后与以上用于假设相应符号的秩的总量相对应，并且由接收信号承载的符号的秩的估计值

然后被表达为具有索引k表示为分量D_l由此被确定的决策分量的函数。

在参考线性调频信号与由符号星座中秩为r的参考符号调制的基本线性调频信号相对应的一般情况下，等效计算使得能够定义在生成模块305的输出处获得的N个决策分量D_l，具有索引k的决策分量D_k被如下表达：

-在以上提及的第一实施例中(对应于对

和

应用前向傅里叶变换)：

-在以上提及的第二实施例中(对应于对

和

应用傅里叶逆变换)：

-在以上提及的第三实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用前向傅里叶变换)：

-在以上提及的第四实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用傅里叶逆变换)：

如以上讨论的，在变体中，等式(Eq-6a)到(Eq-6d)中采用定义D_k的实部的自变量的共轭复数。

在一个变体中，无线电传播信道被简化为单条路径(例如在直观的点到点链路的情况下)。在这种情况下，由等式(Eq-3)给出的脉冲响应被简化为单个振幅项A₀。类似地，假设接收器完美同步，我们得到τ₀＝0。然后在等式(Eq-4a)和(Eq-4b)的基础上，呈现出对于范围从1到N-1的l，所有项H_l为空，并且仅H₀为非空。

因此，在这种传播信道被简化为AWGN(加性高斯白噪声)信道的特殊情况下，在生成模块305的输出处获得的并且一般情况下由等式(Eq-6a)到(Eq-6d)给出的N个决策分量D_l被简化，并且具有索引k的决策分量D_k被表达为：

-在以上提及的第一实施例中(对应于对

和

应用前向傅里叶变换)：

-在以上提及的第二实施例中(对应于对

和

应用傅里叶逆变换)：

-在以上提及的第三实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用前向傅里叶变换)：

-在以上提及的第四实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用傅里叶逆变换)：

如以上讨论的，在变体中，等式(Eq-7a)到(Eq-7d)中采用定义D_k的实部的自变量的共轭复数。

因此，在等式(Eq-7a)到(Eq-7d)中看到AWGN信道中在最大似然方面的最佳接收机适用于在发挥项S_k的前向傅里叶变换或傅里叶逆变换的输出处采集的样本(其表达式由等式(Eq-4c)给出)，所述样本的相位作为在使得能够估计接收信号的决策分量D_k中考虑的样本的索引的函数平方地变化。

此二次方程与接收信号的瞬时相位的平方变化直接相关。因此，考虑这种瞬时相位的变化的特殊规律使得能够针对相比于与现有技术接收器有关的成本的分析成本实施在最大似然方面的最佳接收器，所述现有技术接收器使决策仅基于如在专利文档EP 2 449690 B1中描述的傅里叶变换的输出处的样本的模量。

在这种情况下还看到存在于等式(Eq-7a)到(Eq-7d)中仅与传播信道有关的系数，即系数H₀被简化为独立于索引k的标准化常数。然而，看到此项H₀的相位(与接收信号自其传输以来经历的传播时间有关的相位)与依赖于出现在等式(Eq-7a)到(Eq-7d)上的实部函数的自变量中的k的其它项的相位求和。因此，尽管独立于k，然而项H₀对与在N个决策分量的值当中呈现极值的决策分量D_k相对应的索引k有影响。

除此之外，如果我们再考虑等式(Eq-6a)到(Eq-6d)，则对于具有多条路径的信道，现在看到对样本Y_n加权的耦合项D_k(其中n与k不同)与仅取决于在前向傅里叶变换或傅里叶逆变换的输出处考虑的信号样本的索引之间的差的信道系数H_σk-n[N]成正比。实际上，信道的脉冲响应的时间恒定性导致表示符号间干扰的项仅取决于信号的考虑样本的索引之间的差。

然而，接收信号的相位的平方变化表明以下情形：样本之间的耦合对于考虑的样本索引之间的给定差来说不是时间上恒定的。更具体地，本文还呈现了项S_k,，所述项的相位作为考虑的样本的索引的函数平方地变化并且所述项固有地连接到波形使用的特有结构。

因此，考虑用于估计接收符号的N个决策分量的特有结构的这两种效果使得能够在具有多条路径的传播信道存在的情况下实施最大似然方面的接收器，同时实现在频域工作，即作用于前向傅里叶变化或傅里叶逆变化的输出处的样本。

在步骤E44处，在步骤E43期间确定的N个分量当中呈现极值的决策分量D_k的索引的基础上决定由接收信号承载的符号的秩k的估计值

更具体地，估计值

与以下相对应：

然后步骤E43与E44结合使得能够实施用于估计接收符号的步骤E46。

根据由等式(Eq-6a)到(Eq-6d)或(Eq-7a)到(Eq-7d)给出的决策分量D_k的表达式，可以看到在某些实施例中，对于实施决策步骤E44来说信道系数H_l必须已知，其中l的范围从0到N-1。

在一个实施例中，信道系数H_l被初始化为默认值，例如H₀设置为1并且信道系数H_l设置为0以实现初始化接收，其中l的范围从1到N-1。因此，第一符号的接收可以发生并且可以如以下关于决策步骤E44之后实施的步骤E45描述的实现获得信道系数H_l，其中l的范围从0到N-1。

在步骤E45处，因此获得N个信道系数H_l，其中l的范围从0到N-1。

在一个实施例中，传播信道的特性已知(例如在静态配置下)并且获得的N个信道系数然后与可以在初始化时直接被加载到决策模块306中的N个预定信道系数。

在另一个实施例中，传播信道的特性提前已知(例如在接收器和/或发射器的移动性事件下)并且获得的N个信道系数与在子步骤E451期间估计的N个信道系数

相对应。

更具体地，所描述的方法将此估计建立在由离散傅里叶变换304在初始实施步骤E40到E42期间递送的样本以及至少一个相应预定符号的秩的基础上。

在一个变体中，讨论的预定符号是学习序列(例如，无线帧的前导或学习序列)的符号，由此实现对信道系数的稳健估计。在

传输的情况下，然后其是具有正或负斜率(即σ的值从一个线性调频信号到另一个在+1与-1之间变化)的多个基本线性调频信号，即与星座中秩为0的符号相对应的信号。

在另一个变体中，讨论的预定符号是数据符号，所述数据符号的秩已经在执行之前步骤E44期间初步确定，由此使得能够改善在接收期间对信道系数的估计。

在一个实施例中，对单个接收符号执行此估计以便简化此估计步骤并且减少嵌入所描述的技术的互联事物的总消耗。

在另一个实施例中，在多个接收符号的基础上执行此估计，由此使得能够对所述估计求平均以便减小其方差。

通常，如果我们考虑Ns个符号来估计N个信道系数H_l，其中l的范围从0到N-1，则k_i表示N个符号的星座中这Ns个符号中第i个的秩，并且r_i表示在接收此第i个符号时使用的参考符号的秩，等式(Eq-5a)到(Eq-5d)给出我们在接收此第i个符号时在以上提及的四个实施例中在傅里叶变换模块304的输出处获得的已变换信号Y_l ⁽ⁱ⁾的N个样本的表达式，其中l的范围从0到N-1。

通过代数操作，能够隔离这些等式中的N个信道系数H_l。因此，为了更清晰，采用向量记法，并且使H表示向量，所述向量的分量是信道H_l的N个系数，根据等式(Eq-5a)到(Eq-5d)，其可以被写为：

Y′⁽ⁱ⁾＝H+W′⁽ⁱ⁾ (Eq-8)

其中

并且其中向量Y′⁽ⁱ⁾的分量通过以下给出：

-在以上提及的第一实施例中(对应于对

和w(nT_c)s^*(nT_c)应用前向傅里叶变换)，通过：

-在以上提及的第二实施例中(对应于对

和

应用傅里叶逆变换)，通过：

-在以上提及的第三实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用前向傅里叶变换)，通过：

-在以上提及的第四实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用傅里叶逆变换)，通过：

并且其中W′⁽ⁱ⁾是向量，所述向量的第I个分量与在接收用于估计信道的第i个符号期间在傅里叶变换模块304的输出处获得的样本W_l成正比。因此，可以看到，向量W′⁽ⁱ⁾是白色且集中高斯向量。

然后向量H可以在最大似然准则的基础上估计。为高斯分布的向量W′⁽ⁱ⁾的概率密度与最小化高斯函数的自变量的向量

相对应，其中H的估计向量

最大化在接收时观察到的符号的概率密度，已知已经发送了秩为k的符号，即总量：

其中‖.‖表示厄米特标准。

在展开此标准的平方之后，可以看到

被表达为考虑具有向量Y′⁽ⁱ⁾的Ns个符号的平均值，即

遵从所考虑的以上提及的实施例，向量Y′⁽ⁱ⁾由等式(Eq-9a)到(Eq-9d)给出。

现在参照图5，我们描述根据本发明的实施例对信道参数估计的简化。

更具体地，如果我们再考虑等式(Eq-4a)到(Eq-4b)，看到函数φ_N(.)的自变量的变化，即

保持l周围的小整数。实际上，在

技术中，选择T_c等于8μs，即相比于在大多数已知无线电传播信道中观察到的弥散的较低的值(即相比于与超过主路径的滞后的通常为直接路径的每条路径相关联的滞后τ_p与此主路径的滞后之间的差，其中p非空)。例如，ETSI在2010年4月发布的标准化文档3GPP TS 45.005V8.8.0：第三代合作伙伴项目；技术规范组GSM/EDGE无线电接入网络；无线电传输和接收(3GPP TS 45.005 V8.8.0:3rdGenerationPartnership Project；TechnicalSpecification Group GSM/EDGE RadioAccess Network；Radio transmission and reception)中给出的城市环境中的传播信道模型给出滞后之间的差，即对应于τ_p-τ₀低于5μs。

这意味着，假设接收器的完美同步，这意味着在之前等式中考虑τ₀＝0，φ_N(.)关于其整数倍自变量的有限展开导致对于l≠0将信道系数表达为以下的能力：

其中I₀是被如下表达为传播信道的参数的函数的参数：

因此看到，一组参数H_l可以仅在两个参数的基础上确定，其中l的范围从0到N-1，因此大大简化信道估计步骤。

在一个变体中，讨论的两个参数是H₀以及具有H_l值的另一个，其中l不同于零。实际上，等式(Eq-10)向我们示出参数H_l可以从其中之一导出，其中l不同于零。在此变体中，所考虑的参数H₀和参数H_l可以遵从所考虑的以上提及的实施例根据等式(Eq-9e)以及(Eq-9a)到(Eq-9d)估计。实际上，这些参数H₀和H_l分别是上文定义的向量H的第一个分量和第I个分量，并且因此可以根据所描述的用于估计此向量的技术来估计。

在另一个变体中，讨论的两个参数是H₀以及引入等式(Eq-10)的参数。参数I₀因此可以替代地通过将等式(Eq-10)并入等式(Eq-8)而估计，导致

Y′⁽ⁱ⁾＝H+W′⁽ⁱ⁾＝I₀ C+W′⁽ⁱ⁾

其中

如果我们然后返回应用于此等式以确定参数I₀的最大似然准则，则类似于以上参照获得等式(Eq-9e)而描述的计算的计算给出

其中遵从所考虑的以上提及的实施例，向量Y′⁽ⁱ⁾由等式(Eq-9a)到(Eq-9d)之一给出，其中C ^*T是向量C ^*的转置向量，其自身通过对C的每个分量取共轭获得。此公式中的

表示I₀的估计。

在对单个接收符号进行信道估计的实施例中，在考虑Ns＝1时以上等式仍然有效。

除此之外，在所述一组参数H_l在两个参数H₀和I₀的基础上确定的变体中，其中l的范围从0到N-1，在生成模块305的输出处获得的且实现估计已发送符号的N个决策分量D_l的一般情况下由等式(Eq-6a)到(Eq-6d)给出的表达式在等式(Eq-10)的基础上被简化，并且具有索引k的决策分量D_k被表达为：

-在以上提及的第一实施例中(对应于对

和

应用前向傅里叶变换)：

-在以上提及的第二实施例中(对应于对

和

应用傅里叶逆变换)：

-在以上提及的第三实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用前向傅里叶变换)：

-在以上提及的第四实施例中(对应于对y^*(nT_c)s_r(nT_c)和w^*(nT_c)s_r(nT_c)应用傅里叶逆变换)：

如以上指示的，在变体中，等式(Eq-11a)到(Eq-11d)中采用定义D_k的实部的自变量的共轭复数。

除此之外，根据等式(Eq-10)(并且因此根据由此等式(Eq-10)导出的等式(Eq-11a)到(Eq-11d))可以看到信道系数H_l的表达式中函数φ_N(.)的近似(通过选择与例如如在

技术中与超过主要滞后的每条路径相关联滞后差相比高的码片持续时间T_c的值而允许的近似)示出这些项H_l的振幅随图5中表示的函数

的变化。因此出现系数H_l的振幅作为索引I的函数呈指数下降，系数H₁₀的振幅相比于H₁的振幅除以10。

因此，在仅考虑有限数量的参数H_l的情况下，例如N'个具有索引I的第一信道系数，其中l的范围从0到N'-1，可以对信道效应正确地建模，由此在存在示出多径的传播信道的情况下简化嵌入接收器中用于决定接收符号的处理操作。

在一个变体中，通过应用以上参照等式(Eq-8)以及(Eq-9a)到(Eq-9e)描述的应用于向量

的一般方法获得N'个信道系数(N′≤N)。将考虑用于实施此方法的遵循所考虑的四个以上提及的实施例当中的实施例的向量Y′⁽ⁱ⁾是由等式(Eq-9a)到(Eq-9d)给出的向量，但是受限于其N'个第一项。

在另一个变体中，所考虑的N'个信道系数仅由如以上参照等式(Eq-10)和之后的等式(例如H₀和H_l值中的另一个，其中l不同于零，或者另外的H₀和I₀)描述的两个参数确定。再次，所考虑的向量必须受限于N'个第一项。

在又另一个变体中，仅考虑N个可能系数中的N'个信道系数，但不是N'个第一信道系数，即具有低于N'的索引I的信道系数。在这种情况下，可以应用以上参照等式(Eq-8)以及(Eq-9a)到(Eq-9e)描述的一般方法，但是N-N'个相应信道系数被预先假定为空。当所考虑的N'个信道系数仅根据如以上参照等式(Eq-10)和之后的等式描述的两个参数确定时，这也同样适用。当传播信道的特性可以被预先假定时，这简化用于估计所接收符号的单元的结构。

现在参照图6，我们描述当所描述的技术用于AWGN类型传播信道的情况时获得的性能与当使用现有技术时获得的性能的比较。

在这种情况下，在步骤E45处执行的根据所描述的技术获得信道系数相当于获得单个参数H₀，如以上参照图4描述的，对于范围从1到N-1的l，其它项H_l为空。除此之外，在这种情况下，对在步骤E44处接收的符号的秩的决策基于使用由与所考虑的以上提及的实施例相对应的等式(Eq-7a)到(Eq-7d)当中的等式给出的并且在步骤E43处确定的决策分量D_k。

根据专利文档EP 2 449 690 B1中所描述的现有技术，仅在傅里叶变换的输出处的呈现独立于任何相位信息的最大振幅的样本的基础上确定接收符号的秩。

可以看到使用所描述的技术(曲线600b)提供获得二进制误码率或BER所必须的按Eb/N0比率(即每接收位能量与频谱噪声密度之比)大约为1分贝的增益，这相对于已知技术(曲线600a)而给出。

对于给定BER值，Eb/N0比率的这种增益直接在接收器的输入处所需要的信噪比上表达。这导致一般系统的范围上的相应增益以及因此所考虑网络的小区的覆盖范围上的相应增益。实际上，接收器的输入处的信噪比上的一分贝增益与随后增加范围的12％相对应。

当传播信道示出衰落现象时预期的增益甚至更大，所描述的技术实际上使得能够校正由于多径而产生的符号间干扰并且因此提高所发送符号与其相邻符号之间的差别。

图7a和图7b呈现了根据本发明的不同实施例的用于解调接收符号的装置300、300'的结构的实例，所述实例实现实施参照图4描述的解调方法。

解调装置300、300'包括随机存取存储器703、713(例如RAM)、例如配备有处理器并由存储在只读存储器701、711(例如ROM或硬盘驱动器)中的计算机程序管理的处理单元702、712。在初始化时，计算机程序的代码指令例如被加载到随机存取存储器703、713中并且然后由处理单元702、712的处理器执行。

这些图7a和图7b仅示出若干可能方法中制造装置300、300'的一种特殊方法，使得其执行以上参照图4详细描述的方法的某些步骤(在其不同实施例中的任一实施例中)。实际上，这些步骤可以同样地在执行包括指令序列的程序的可再编程计算机(PC、DSP或微控制器)上或在专用计算机(例如一组逻辑门，如FPGA或ASIC或任何其它硬件模块)上很好地执行。

如果解调装置300、300'由可编程计算机制成，则相应程序(即指令序列)可以存储在可拆卸存储媒体(如例如软盘、CD-ROM或DVD-ROM)或不可拆卸存储媒体中，此存储媒体可由计算机或处理器部分或全部读取。

Claims (12)

1.一种用于解调接收信号的方法，

所述接收信号由对基本线性调频信号的调制以及由传输信道中已调制线性调频信号的传输而产生，所述基本线性调频信号的瞬时频率(102，102'，102”，102”')在符号时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性变化，对于N个符号的星座中具有秩s的符号，其中s是从0到N-1的整数，所述调制与所述瞬时频率在所述符号时间Ts上的变化图案的循环排列相对应，所述符号时间Ts通过s倍基本持续时间Tc的时移获得，使得N*Tc＝Ts，

其特征在于，所述方法包括对由所述接收信号承载的符号的估计步骤(E46)，对于所述接收信号的N个样本并且对于通过由对应于所述星座中具有秩r的符号的参考符号调制所述基本线性调频信号而获得的参考线性调频信号的N个样本，在Tc的相同倍瞬间处实施以下子步骤：

对所述参考线性调频信号的所述N个样本、对应地所述接收信号的所述N个样本取共轭(E40)，递送共轭线性调频信号的N个样本；

将所述共轭线性调频信号的所述N个样本与所述接收信号的、对应地所述参考线性调频信号的所述N个样本逐项相乘(E41)，递送乘得的信号的N个样本；

对所述乘得的信号进行前向傅里叶变换或傅里叶逆变换(E42)，递送已变换信号的N个样本Y_l，其中l是从0到N-1的整数；

从所述已变换信号的所述N个样本Y_l中确定(E43)N个决策分量，

具有索引I、表示为分量D_l的决策分量是某个项的函数，所述项的相位平方取决于I，其中I是从0到N-1的整数；

从具有索引k、表示为分量D_k、在所述N个决策分量中具有极值的决策分量决定(E44)由所述接收信号承载的所述符号的秩

所述分量D_k另外是与所述已变换信号的所述N个样本Y_l当中具有所述索引k的样本Y_k的振幅以及所述样本Y_k的相位成正比的项的函数。

2.根据权利要求1所述的方法，

其特征在于，所述分量D_k另外是所述已变换信号的所述N个样本Y_l当中的N'个样本Y_n的子集的函数，其中n与σk不同，N′≤N，并且σ是属于{-1,1}的参数。

3.根据权利要求2所述的方法，

其特征在于，所述方法包括用于获得N个信道系数的步骤(E45)，

并且样本Y_n的所述子集中具有索引n的样本由耦合系数加权，所述耦合系数与取决于索引σk与n之间的差的信道系数H_σk-n[N]以及某个项成正比，所述项的自变量平方取决于所述索引k，

并且与所述样本Y_k的振幅成正比的所述项是独立于k的信道系数H₀。

4.根据权利要求3所述的方法，

其特征在于，所述分量D_k是与以下各项成正比的项的函数：

和

或所述和的共轭复数的实部，条件是傅里叶变换是前向傅里叶变换并且所述共轭线性调频信号与所述参考线性调频信号的共轭相对应；或者

和

或所述和的共轭复数的实部，条件是傅里叶变换是傅里叶逆变换并且所述共轭线性调频信号与所述参考线性调频信号的共轭相对应；或者

和

或所述和的共轭复数的实部，条件是傅里叶变换是前向傅里叶变换并且所述共轭线性调频信号与所述接收信号的共轭相对应；或者

和

或所述和的共轭复数的实部，傅里叶变换是傅里叶逆变换并且所述共轭线性调频信号与所述接收信号的共轭相对应；

其中

并且σ是属于{-1,1}的参数。

5.根据权利要求4所述的方法，

其特征在于，对于n与σk不同，所述信道系数H_σk-n[N]为空。

6.根据权利要求3到5中任一项所述的方法，

其特征在于，用于获得的步骤还包括从所述已变换信号的所述N个样本Y_n并从至少一个预定符号k_i中估计(E451)所述信道系数。

7.根据权利要求6所述的方法，所述估计的信道系数形成向量

对所述系数的所述估计在Ns个接收信号的基础上完成，k_i表示N个符号的星座中Ns个样本的第i个样本的秩，r_i表示在第i个符号的接收期间使用的参考符号的秩，Y_l ⁽ⁱ⁾表示在第i个符号的接收期间获得的所述已变换信号的N个样本，

其特征在于，所述向量

被表达为

其中

条件是傅里叶变换对应于前向傅里叶变换，并且所述共轭线性调频信号对应于所述参考线性调频信号的共轭；或者

条件是傅里叶变换对应于傅里叶逆变换，并且所述共轭线性调频信号对应于所述参考线性调频信号的共轭；或者

条件是傅里叶变换对应于前向傅里叶变换，并且所述共轭线性调频信号对应于所述接收信号的共轭；或者

条件是傅里叶变换对应于傅里叶逆变换，并且所述共轭线性调频信号对应于所述接收信号的共轭；

其中

并且σ_i是属于{-1,1}的参数，[.]表示模函数。

8.根据权利要求6所述的方法，

其特征在于，用于估计信道系数的所述步骤包括以下子步骤：

计算表示所述信道系数

以及所述信道系数中的另一个的参数；

从所述计算的参数中获得表示剩余信道系数的参数。

9.根据权利要求3所述的方法，

其特征在于，具有非空索引l的所述信道系数与

成反比。

10.根据权利要求6所述的方法，

其特征在于，所述预定符号是学习序列或接收信号的符号，所述符号的秩

已经在之前执行的所述符号估计步骤期间决定。

11.一种计算机可读存储介质，其包括程序代码指令，所述程序代码指令用于当所述程序在计算机上执行时实施根据权利要求1到10中任一项所述的方法。

12.一种用于解调(300，300')接收信号的装置，

所述接收信号由对基本线性调频信号的调制以及由传输信道中已调制线性调频信号的传输而产生，所述基本线性调频信号的瞬时频率(102，102'，102”，102”')在符号时间Ts内在第一瞬时频率f0与第二瞬时频率f1之间线性变化，对于N个符号的星座中具有秩s的符号，其中s是从0到N-1的整数，所述调制与所述瞬时频率在所述符号时间Ts上的变化图案的循环排列相对应，所述符号时间Ts通过s倍基本持续时间Tc的时移获得，使得N*Tc＝Ts，

其特征在于，所述装置包括可再编程计算机(702，712)或专用计算机(702，712)，所述可再编程计算机或专用计算机能够或被配置成：对于所述接收信号的N个样本并且对于通过由对应于所述星座中具有秩r的符号的参考符号调制所述基本线性调频信号而获得的参考线性调频信号的N个样本，在Tc的相同倍瞬间处进行以下操作：

对所述参考线性调频信号的N个样本、对应地所述接收信号的所述N个样本取共轭，以递送共轭线性调频信号的N个样本；

将所述共轭线性调频信号的所述N个样本与所述接收信号的、对应地所述参考线性调频信号的所述N个样本逐项相乘，递送乘得的信号的N个样本；

对所述乘得的信号进行前向傅里叶变换或傅里叶逆变换，以递送已变换信号的N个样本Y_l，其中l是从0到N-1的整数；

从所述已变换信号的所述N个样本Y_l中确定N个决策分量，

具有索引I、表示为分量D_l的决策分量是某个项的函数，所述项的相位平方取决于I，其中I是从0到N-1的整数；

从具有索引k、表示为分量D_k、在所述N个决策分量中具有极值的决策分量决定由所述接收信号承载的所述符号的秩

所述分量D_k另外是与所述已变换信号的所述N个样本Y_l当中具有所述索引k的样本Y_k的振幅以及所述样本Y_k的相位成正比的项的函数。

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