CN109314534A - 无线电通信接收机和用于配置无线电通信接收机的陷波滤波器的方法 - Google Patents

无线电通信接收机和用于配置无线电通信接收机的陷波滤波器的方法 Download PDF

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Abstract

公开了一种无线电通信接收机和一种由所述无线电通信接收机执行的用于配置所述无线电通信接收机的陷波滤波器的方法。所述方法(100)包括：从滤波器系数集合中取得(120)所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；以及将其余的滤波器系数设置(130)为1。所述方法(100)还包括：归一化(140)所取得的滤波器系数；以及变换(160)所述滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。

Description

无线电通信接收机和用于配置无线电通信接收机的陷波滤波 器的方法
技术领域
本公开涉及无线电通信，尤其涉及用于配置无线电通信接收机的陷波滤波器的无线电通信接收机。
背景技术
窄带干扰(NBI)是无线电通信系统的一个日益严重的问题。特别是在低频段，因为每个人都希望利用良好的传播特性。NBI源的示例包括例如电视发射机、即按即说系统或非授权的传输。NBI在许多其他情况下也是一个问题。一个示例是将全球移动通信系统(GSM)频谱重新划分(re-farming)到宽带码分多址(WCDMA)时。在这种情况下，运营商通常希望为GSM保留一些频谱，同时逐渐增加WCDMA的带宽。由于许多运营商的频谱有限，因此这当然具有挑战性。作为示例，假设运营商具有6MHz频谱并且想要使用12个GSM载波(2.4MHz)。然后，为WCDMA剩余3.6MHz，这远低于普通的5MHz WCDMA载波。因此，尽管WCDMA可以使用减少带宽的接收Rx(接收)和/或Tx(发射)滤波器，但是GSM很可能会对WCDMA产生强窄带干扰，反之亦然。
为了减轻窄带干扰，一种方法是通过在受干扰影响的频率部分中创建窄而深的陷波来滤除干扰。这有望消除有害干扰，而不会过多地对期望信号频谱产生负面影响。
可以以不同方式实现窄带干扰抑制(NBIR)，并且该实现可以驻留在无线电、基带或它们的组合中。
NBIR已经有数年在商业上可用于WCDMA并且已经是成功的特性。由于NBIR的优点，增强NBIR能力受到关注。例如，希望涵盖更多样化的干扰场景并消除现有方案的潜在问题。改进领域的示例包括添加对处理非常强干扰的支持，以及增强NBIR功能的稳健性/稳定性。
发明内容
本发明的目的是消除上述至少一些问题。特别地，本发明的目的是提供一种无线电通信接收机和由其执行的用于配置无线电通信接收机的陷波滤波器以滤除一个或多个频率的方法。通过提供根据下面所附独立权利要求的无线电通信接收机和由无线电通信接收机执行的方法，能够获得这些和其他目的。
根据一个方面，提供了一种由无线电通信接收机执行的用于配置所述无线电通信接收机的用于滤除一个或多个频率的陷波滤波器的方法。所述方法包括：从滤波器系数集合中取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；以及将其余的滤波器系数设置为1。所述方法还包括：归一化所取得的滤波器系数；以及变换所述滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。
根据一个方面，提供了一种无线电通信接收机，用于配置所述无线电通信接收机的用于滤除一个或多个频率的陷波滤波器。所述无线电通信接收机被配置用于：从滤波器系数集合中取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；以及将其余的滤波器系数设置为1。所述方法还包括：归一化所取得的滤波器系数；以及变换所述滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。
所述无线电通信接收机和由其执行的方法可具有若干可能的优点。一个可能的优点是降低了计算复杂度。另一可能的优点是它能够提供用于处理NBIR的强大工具。再一可能的优点是它能够提供强有力的工具，用于在有限量的频谱中有效地共同部署两种或更多种无线接入技术(RAT)，这也可以在未来对于例如具有有限频谱的想要将例如GSM频谱重新划分到WCDMA的运营商具有重要意义。
附图说明
现在将结合附图更详细地描述实施例，其中：
图1a是根据示例性实施例的由无线电通信接收机执行的用于配置陷波滤波器的方法的流程图；
图1b是根据示例性实施例的由无线电通信接收机执行的用于配置陷波滤波器的方法的流程图；
图1c是根据示例性实施例的由无线电通信接收机执行的用于配置陷波滤波器的方法的流程图；
图1d是根据另一示例性实施例的由无线电通信接收机执行的用于配置陷波滤波器的方法的流程图；
图2a是表1，其是针对不同偏移ξ0的等式(7)的解的图示；
图2b是表2，其是针对ξ-1＝-0.01+δ和ξ1＝0.01+δ的等式(10)的解的图示；
图2c是NBIR的可能实现的框图；
图2d是三个不同的固定陷波设计的图示，其中f0＝{0,1.5M,-1.0M}和d＝10^({10,40,60}/20)；
图2e是用于陷波滤波器的频率、谐波数的示例的图示；
图3是根据示例性实施例的用于配置无线电通信接收机的陷波滤波器的无线电通信接收机的框图；
图4是根据另一示例性实施例的用于配置无线电通信接收机的陷波滤波器的无线电通信接收机的框图；以及
图5是根据示例性实施例的用于配置无线电通信接收机的陷波滤波器的无线电通信接收机中的布置的框图。
具体实施方式
简言之，公开了一种无线电通信接收机和由其执行的用于配置无线电通信接收机的陷波滤波器的方法。无线电通信接收机可以仅使用一些滤波器系数而不是所有滤波器系数来配置陷波滤波器。
本文的实施例涉及一种由无线电通信接收机执行的用于配置无线电通信接收机的用于滤除一个或多个频率的陷波滤波器的方法。现在将参考图1a-1d描述这种方法的实施例。
图1a示出了所述方法，包括：从滤波器系数集合中取得120所存储和先前确定的滤波器系数，其中所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；以及将其余的滤波器系数设置130为1。方法100还包括：归一化140所取得的滤波器系数；以及变换160滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。
通常，陷波滤波器由大量(通常为数百或甚至数千)滤波器系数限定或与之相关联，以便实现陷波深度、陷波位置等的所有组合。通常，陷波滤波器例如在MATLAB中基于滤波器系数被确定或计算，然后在例如无线接收机中实现。计算通常是复杂的并且资源要求很高，这是为什么它们通常使用例如MATLAB来执行。计算复杂度或多或少地与滤波器系数的数量成比例。
在由无线电通信接收机执行的方法中，无线电通信接收机仅取得几个滤波器系数。所取得的滤波器系数仅构成滤波器系数总数的一部分。如下所述，所取得的所存储和先前确定的滤波器系数的数量非常小，例如当滤波器系数的总数可以是数百/千时仅为2。
然后，无线电通信接收机将其余的滤波器系数设置为1。其余的滤波器系数是滤波器系数的总数减去所取得的滤波器系数。其余的滤波器系数最初设置为1。
通过仅取得少量所存储和先前确定的滤波器系数并将其余的滤波器系数设置为1，能够将所需存储器消耗保持在最小值。
然后，无线电通信接收机归一化所取得的滤波器系数。归一化所取得的滤波器系数是通过将所有系数乘以确定的常数来进行的，以使得所得到的滤波器给出单位增益作为对已知输入信号的响应。此外，将小常数添加到所有系数，从而产生具有用户指定深度的陷波。因此，通过归一化所取得的滤波器系数，能够实现用户指定的陷波深度和单位增益作为对已知输入信号的响应。已知输入信号可以是无线资源控制(RRC)滤波白噪声。这可以确保归一化步骤直接且计算简单。可以预先计算和存储所需信息，例如已知输入信号的形状。举例来说，在RRC滤波白噪声的情况下，可以预先计算并存储RRC滤波器权重。
一旦所取得的滤波器系数被归一化，无线电通信接收机就变换滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。通过变换滤波器系数，陷波滤波器中心位置将位于期望位置处。
陷波滤波器的类型可以是有限脉冲响应(FIR)滤波器。FIR滤波器是一种其脉冲响应具有有限持续时间的滤波器，因为它在有限时间内稳定到零。所设计的陷波滤波器是内在稳定的并具有线性相位。
由无线电通信接收机执行的方法具有多个可能的优点。一个可能的优点是降低了计算复杂度。另一可能的优点是它能够提供用于处理NBIR的强大工具。再一可能的优点是它能够提供强有力的工具，用于在有限量的频谱中有效地共同部署两种或更多种无线接入技术(RAT)，这也可以在未来对于例如具有有限频谱的想要将例如GSM频谱重新划分到WCDMA的运营商具有重要意义。
考虑以下具有奇数个滤波器系数L＝2N+1和由下式给出的传递函数(transferfunction)的对称有限脉冲响应(FIR)陷波滤波器的示例：
其中q表示离散时移算子，并且时域滤波器系数的集合{hn}由逆DFT确定
其中频域滤波器系数{gk}是用于调谐陷波滤波器(1)的设计参数。滤波器H(q)的频率响应由下式给出
其中fs表示采样频率(例如，对于具有过采样2的WCDMA系统，fs＝2x3.84MHz)。通过合并(2)和(3)，得到
其中ξ＝f x L/fs，并且内核是K(0)＝1。
通过调谐未知数{gk}来确定滤波器(1)的特性。总共存在L个自由度可用于对频率响应(4)施加期望约束。陷波滤波器的设计选择的一些示例包括但不限于：
·通带纹波-即控制频率响应中通常应接近1的部分中出现的纹波程度。
·阻带纹波-即控制频率响应中通常应接近0(或阻带衰减)的部分中出现的纹波程度。
·阻带衰减-即控制频谱中应减少/消除的部分中出现的信号衰减程度。
通过上述方法：
·很少用户参数需要预先计算和存储。这在具有可能有限的可用存储器的旧硬件平台上可能特别有益。
·滤波器可以是内在稳定的并具有线性相位，这是非常需要的。
·陷波可能非常平滑。
·可以动态地设置陷波深度。类似地，可以控制陷波宽度。
·设计可确保滤波器的正确缩放，以获得热噪声的单位增益。这对于保持底噪抬升(Rise over Thermal)(RoT)的一致视图是重要的，这可以影响许多系统方面/算法，如下面将更详细描述的。
该方法还可以包括：将所归一化的滤波器系数从频域转换150到时域。
通过将所归一化的滤波器系数从频域转换到时域，能够看到到陷波滤波器的信号如何随时间变化。频域图示出了在频率范围内每个给定频带内有多少信号。存在可以用于将归一化后的滤波器系数从频域转换到时域的不同数学运算符，例如逆傅里叶变换。
无线电通信接收机的硬件可以被设计为在时域中执行信号的滤波。因此，陷波滤波器需要在时域中。在另一备选硬件实施方式中，可以考虑在频域中进行滤波，因此陷波滤波器需要在频域中。
可以以各种顺序执行上述动作或步骤。在第一示例中，所述动作按照以下顺序执行：(a)取得120所存储和先前确定的滤波器系数，其中滤波器系数已存储在频域中，将其余的滤波器系数设置130为1，归一化140所取得的滤波器系数，将所归一化的滤波器系数从频域转换150到时域，以及在时域中变换160滤波器系数。在第二示例中，所述动作按照以下顺序执行：(b)取得120所存储和先前确定的滤波器系数，其中滤波器系数已存储在频域中，将其余的滤波器系数设置130为1，归一化140所取得的滤波器系数，在频域中变换160滤波器系数，以及将所归一化的滤波器系数从频域转换150到时域。在第三示例中，所述动作按照以下顺序执行：(c)取得120所存储和先前确定的滤波器系数，其中滤波器系数已存储在时域中，将其余的滤波器系数设置130为1，归一化140所取得的滤波器系数，以及变换160滤波器系数。
取决于例如陷波滤波器是固定陷波滤波器还是动态陷波滤波器，执行动作的顺序可能不同。
在第一示例或备选方案中，(a)对于固定陷波滤波器，所述动作可以按照以下顺序执行：取得120所存储和先前确定的滤波器系数，其中滤波器系数已存储在频域中，设置130其余的滤波器系数为1，归一化140所取得的滤波器系数，将所归一化的滤波器系数从频域转换150到时域，以及在时域中变换160滤波器系数。固定陷波滤波器与动态陷波滤波器相比的一个主要区别在于滤波器是半静态的，即滤波器系数被确定一次并且然后保持不变，直到触发任何用户定义的滤波器输入的变化为止，这种情况很少发生。因此，可以使滤波器设计的计算要求略高。在一个实施例中，与动态陷波滤波器的频域相比，固定陷波滤波器设计在时域中设置陷波位置。这是通过将所有时域滤波器系数乘以相应的FFT移位权重来完成的。这在计算上比应用频域移位和镜像操作要求更高，但具有可以选择精确滤波器位置的益处。
对于固定陷波滤波器，选择预先计算的与零频率处的中心陷波位置相关联的滤波器可以是方便的，因为在后面的阶段中将位置平移到期望位置变得容易。但是，并不阻止使用预先计算的与任何其他非零中心频率相关联的滤波器。
在第二示例或备选方案中，(b)对于动态陷波滤波器，所述动作可以按照以下顺序执行：取得120所存储和先前确定的滤波器系数，其中滤波器系数已存储在频域中，设置130其余的滤波器系数为1，归一化140所取得的滤波器系数，在频域中变换160滤波器系数，以及将所归一化的滤波器系数从频域转换150到时域。这种方法的一个主要目标是计算简单性。由于在每个处理迭代可以使用新的位置和深度来更新滤波器系数，这可以是非常重要的，尤其是在每秒百万指令(MIPS)是宝贵资源的旧硬件上。因此，可以应用各种技巧来设置陷波位置以便保持较低的计算需求。更具体地，使谐波数等于期望陷波中心位置与滤波器周期之间的凑整到最接近整数的比，其中滤波器的周期被给出为采样率除以滤波器系数的数量。此外，该组预先计算的滤波器包括多个滤波器，其中心频率范围从0到滤波器周期的一半。然后，为了设置期望陷波位置，从与中心频率对应的预先计算的滤波器系数集合中取得滤波器系数，所述中心频率在频率距离上最接近期望位置与滤波器的周期乘以谐波数之间的距离的绝对值。如果期望位置与滤波器的周期乘以谐波数之间的距离为负，则镜像中心系数周围的所取得的滤波器系数。最后，根据谐波数循环地移位滤波器系数。注意，如果谐波数为负，则循环移位向左，而如果谐波数为正，则循环移位向右。
仅作为上述内容的说明性示例，考虑以下系统：采样频率fs＝2.5MHz，陷波滤波器中的L＝5滤波器系数，以及n＝5个具有关联中心频率0、0.05、0.1、0.15、0.2、0.25(MHz)的所存储的滤波器系数集合G0、G1、G2、G3、G4、G5。期望滤波器位置是fd＝0.3MHz。然后滤波器的周期由fp＝fs/L＝0.5MHz给出，谐波数等于Nh＝round(fd/fp)＝round(0.3/0.5)＝1。为了确定要取得的滤波器系数集合，计算|fp-fiNh|＝|0.3-0.5*1|＝0.2。因此，取得与集合G4相关联的滤波器系数。假设取得两个系数g0和g1，其余的系数设置为1。则总滤波器看起来像G4＝[1 1 g0 g1 1]。由于量fp-fiNh＝0.3-0.5*1＝-0.2为负，因此镜像中心系数g0附近的滤波器系数，使得G4＝[1 g1 g0 1 1]。最后，滤波器系数根据谐波数Nh＝1被循环移位，从而给出具有期望陷波位置G4＝[1 1 g1 g0 1]的滤波器。由于谐波数Nh＝1为正，因此移位处于正确的方向。另见图2e。
在第三示例或备选方案(c)中，所述动作可以按照以下顺序执行：取得120所存储和先前确定的滤波器系数，其中滤波器系数已存储在时域中，设置130其余的滤波器系数为1，归一化所取得的滤波器系数140，以及变换160滤波器系数。在此示例中，甚至可能没有任何其他滤波器系数，因此没有“其余的滤波器系数”。在该实施例中，陷波滤波器设计仅在时域中完成。因此，用于固定陷波位置和陷波深度的预先计算的归一化时域滤波器系数，以及作为对已知输入信号的响应的正确增益被存储在存储器中、被取得、被操纵以获得期望陷波深度和陷波位置。该实施例避免了时域与频域之间的任何转换，但需要存储所有相关的滤波器系数。通常，对于长度L>>2的陷波滤波器，所有L个系数都需要存储在存储器中。这在具有更多存储器的较新无线电平台中可能是可行的。另一方面，在这种情况下，只需要存储一个滤波器。在该实施例中，确保正确的陷波位置的步骤对应于将陷波深度加到中心系数(DC系数)，设置陷波位置的步骤对应于将所有时域滤波器系数乘以相应的FFT移位权重。在一个实施例中，一旦确保了正确的陷波位置，就可以再次对滤波器进行重新归一化，这可能需要保证正确的增益。时域归一化包括计算时域系数的二次形式，其中升余弦函数作为加权矩阵，然后通过将原始系数除以该数的平方根来获得归一化系数。
该方法还可以包括将先前确定的滤波器系数的集合分别存储170在时域或频域中。
在已经执行了上述动作之后，结果可以存储在频域或时域中。所述动作可以包括以下动作中的一个或多个：归一化140所取得的滤波器系数，在频域中变换160滤波器系数以及将所归一化的滤波器系数从频域转换150到时域。因此，可以存储结果，以使得之后不必再次执行相同的计算或动作。以这种方式，预先计算并存储初始或基线滤波器系数，其然后被取得120、处理并应用于如上所述的陷波滤波器。
如上面简要陈述的，将描述两个示例性设计，本文称为设计1和设计2。设计1针对频率f0处的非常窄的陷波。这是通过使频率响应及其f0中的导数等于零来实现的，即：
H(f0)＝0 H′(f0)＝0. (5)
对于局部最小值，后一个约束需要为真，这正是想要实现的。有两个等式，因此只能有两个未知数来获得唯一解。未知数将是g0和g1。为了进一步控制陷波的形状，根据下式对两个未知数的邻域(neighbour)进行约束：
g-1＝0.9+0.1g0,g2＝0.9+0.1g1, (6)
而其余L-4gk系数设为1。
通过使ξ0＝f0x L/fs，并在(4)上施加约束(5)和(6)，得到以下方程组：
假设左手矩阵具有满秩，则为g0和g1并因此为所有gk给出唯一解。关于不同ξ0的(7)的解，参见图2a中的表1。
设计2的目标是具有中心频率ξ0＝f0 x L/fs和可控宽度Δ＝ξ1-ξ-1的陷波滤波器。这可以通过设计一个滤波器来实现，该滤波器最小化在频率间隔[ξ-1,ξ1]中传递的能量，其中ξ0＝(ξ-1+ξ1)/2，这可以表示为最小化目标函数：
其中再次地，仅允许改变g-1,g0,g1,g2而所有其他gk都设置为1。通过求解一组线性方程，二次型具有唯一的最小值：
其可以用矩阵形式写成
其中
对于ξ-1＝-0.01+δ和ξ1＝0.01+δ，可以在图2b中的表2中找到针对ξ-1＝-δfL/fs+δ和ξ1＝δfL/fs+δ的解，其具有fs＝100Hz和δ的不同值。
下面给出了滤波器(1)的许多一般特性及其与相应频率表示(2)和(3)的关系：
·假设所有gk都是实值，则FIR滤波器(1)是线性相位，并且时域系数满足
·FIR滤波器(1)通过结构稳定。
·注意(2)表明hn和gk经由DFT/IDFT变换相关。
·令g＝[g-N,…,gN]与H(ξ0)相关联。然后，以下成立：系数在矢量g中的循环移位对应于频移fs/L，并且分别向右或向左移位对应于正频移或负频移。例如，g向左循环移位一步意味着
·
·其次，令g＝[g-N,…,gN]与在ξ0处产生陷波的设计相关联。然后，以下成立：通过镜像中心抽头g’＝[gN,…,g-N]周围的系数，产生具有-ξ0处的陷波的滤波器。
归一化所取得的滤波器系数的动作可以包括关于陷波深度和噪声基底的归一化。
在频域中进行归一化通过以下操作完成：计算滤波器频率响应的平方模数与期望信号的频率响应的平方模数(例如，根升余弦滤波器)的乘积；将该乘积通过期望信号频率响应的平方模数进行归一化，然后将所有滤波器系数除以该数的平方根。归一化也可以在时域中完成，然后所有系数的乘积变为卷积，并且向所有系数添加常数变为向DC分量添加小常数。
可以关于要实现的各种对象进行归一化。例如，关于陷波深度和噪声基底。
例如，接收信号可以被视为由不同分量组成：
y＝yd+yn+y1, (12)
其中yd表示期望WCDMA信号，yn表示热噪声分量，yI是窄带干扰信号。显然，大多数或所有这些分量可能受到窄带干扰抑制(NBIR)滤波器的影响。启用NBIR时的总体目标是尽可能地去除窄带干扰项yI、最小化对yd的影响，并保持噪声项yn的功率。后者在WCDMA系统中尤其重要，因为改变噪声功率将影响底噪抬升(Rise over Thermal)(RoT)，这是一个非常重要的稳定性度量。
许多用户的或平均而言的WCDMA信号被建模为根升余弦(RRC)滤波白噪声，假设热噪声具有均匀的谱密度，并且干扰源的分布是未知的。在NBIR均衡滤波器H和RRC滤波器之后，接收信号的功率谱密度(PSD)变为
其中RC表示RRC2。因此，与NBIR均衡器权重相关联的增益是：
为了在NBIR之后保持噪声功率，关联的增益需要是1。因此，需要使用以下归一化因数对频率滤波器系数进行归一化：
也就是说，频率滤波器系数{gk}应被除以该因数的平方根。
仿真表明仅使用标准的第三代合作伙伴计划(3GPP)5MHz升余弦(RC)滤波器(在与H相同的点处采样)很有效。实际上，将对RC的标准3GPP滤波器用于更窄的WCDMA滤波器(低至3.8MHz)也很有效。此外，对WCDMA信号的增益误差可能非常小。因此，通过这种缩放，接收功率通常决不会低于未滤波信号的噪声基底。实际上，从热噪声和WCDMA信号测量的功率通常几乎不变。
与滤波器归一化有关的第二个目标是希望控制陷波滤波器的深度。上面概述的设计可以使陷波非常深，即接近零。陷波位置中的滤波器值接近于零的事实是可以探索的以便设置期望的陷波深度。通过将对应于期望陷波深度的因数d添加到所有频率滤波器权重，滤波器频率响应被提升了该值，并且由于陷波中心处的值先前为～0，所以新值将为d。
通过组合上述两个目标，推导出以下滤波器归一化过程：
将所归一化的频率滤波器系数计算为
其中c被确定为使得在约束cα＝d下：
其有以下解
其中和
可以注意到，归一化过程也可以在时域中完成。为了获得期望陷波深度，时域中心抽头(直流DC分量)被增大因数d。为了确定时域中的噪声功率约束归一化，需要将频域方程转换成时域。本质上，频域中的乘积在时域中变为卷积。更具体地，根据下式计算因数a
然后通过将归一化滤波器系数除以a的平方根来获得归一化滤波器系数。类似地，可以在频域中进行噪声功率约束归一化并且在时域中进行陷波深度归一化。这样做的好处是噪声功率归一化在计算上在频域中更容易进行(乘积而不是卷积)，而时域中的陷波深度归一化与频域中的L次加法运算相比仅需要一次加法运算。
该方法还可以包括取得110将被滤除的一个或多个频率和期望陷波深度。
系数的不同设置可以导致将被滤除的不同频率。因此，为了知道如何预先计算和存储滤波器系数，在取得滤波器系数之前，取得将被滤除的一个或多个频率和期望陷波深度。然后，基于所取得的一个或多个将被滤除的频率和期望陷波深度来计算和存储滤波器系数。
因此，当要配置陷波滤波器时，无线通信接收机取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分，并将其余的滤波器系数设置130为1。无线电通信接收机还可以归一化140所取得的滤波器系数，以及变换160滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。
所存储的先前确定的滤波器系数的集合可能已通过基于滤波器传递函数及其导数在特定频率处为零的条件求解一组线性方程来确定，其中，频率在集合中的滤波器之间不同。
可以存在不同的方式来确定所存储的先前确定的滤波器系数的集合。分别参见上述内容和图2a和2b中的表1和2。
所存储的先前确定的滤波器系数的集合可能已通过最小化在特定频率范围内通过陷波滤波器的能量来确定，并且其中，频率范围的中心频率在集合中的滤波器之间不同。
通过借助最小化在特定频率范围内通过陷波滤波器的能量来设计陷波滤波器，并且其中频率范围的中心频率在集合中的滤波器之间不同(参见上面的等式(8))，无线电通信接收机获得具有特定宽度和不同陷波位置的滤波器。
在一个示例中，频率范围相对于陷波滤波器的宽度和中心位置来确定。
频率范围可以被选择为这样的范围：从中心位置减去宽度的一半到中心位置加上宽度的一半。这产生了一个滤波器，其陷波居中在中心位置处，其宽度覆盖等于期望宽度的频率范围。
所取得的滤波器系数可以对应于所存储的具有等于零的一个或多个特定中心频率的滤波器，并且其中，所存储的滤波器集合的大小是1或更大。
上述方法可用于配置固定和动态陷波滤波器两者。动态陷波滤波器可被视为动态地适应陷波位置和深度以移除不断变化的干扰的自适应陷波或FIR滤波器。
对于固定陷波滤波器，它可以包括一次中心频率。然而，对于动态陷波滤波器，它可以具有与可以使用动态陷波滤波器滤波的各个频率的数量相对应的多个中心频率。换句话说，动态陷波滤波器可以被认为是多个单独的滤波器，它们与可以使用动态陷波滤波器滤波的各个频率的数量一样多。
变换160滤波器系数可以取决于滤波器谐波数和陷波滤波器的周期。
当滤波器系数被变换时，如上所述。
滤波器的周期被给出为采样率除以滤波器系数的数量。
取得滤波器系数的动作可以进一步包括：从与中心频率对应的预先计算的滤波器系数集合中取得所述滤波器系数，所述中心频率在频率距离上最接近期望位置与滤波器的周期乘以谐波数之间的距离的绝对值。
这意味着所存储的预先计算的滤波器系数在频率方面可能不完全对应于期望陷波滤波器。然而，无线电通信接收机可以选择在将被滤波的一个或多个频率方面可以将陷波滤波器配置为与期望陷波滤波器接近或类似的那些预先计算的滤波器系数。
变换滤波器系数以达到期望陷波位置的动作可以进一步包括：将移位指数确定为谐波数；如果期望位置与滤波器的周期乘以谐波数之间的距离为负，则镜像中心系数周围的滤波器系数；以及根据移位指数循环地移位滤波器系数，其中，当谐波数为负时，移位向左，而当谐波数为正时，移位向右。
对于动态陷波滤波器，为了达到动态陷波算法的期望陷波位置，谐波数被定义为等于期望陷波中心位置与滤波器的周期之间的比率，其中滤波器的周期被给出为采样率除以滤波器系数的数量。
预先计算的滤波器集合包括多个滤波器，其中心频率范围从0到滤波器周期的一半，其中该集合的大小(滤波器的数量)是频率粒度和存储内存消耗之间的折衷。
变换滤波器系数以达到期望陷波位置的动作可以进一步包括调整与期望中心频率位置对应的时域滤波器系数的相位。
当滤波器系数从频域变换到时域时，相位可能稍微偏移。因此，为了使陷波滤波器正常工作，可以相应地调整时域的相移。
无线电通信接收机可以包括在无线基站中或无线设备中。
存在其中可以实现无线电通信接收机的节点或设备的不同示例。无线电通信接收机可以与无线电通信发射机通信。无线电通信接收机可以在不同的环境(例如无线通信网络)中实现。当在无线通信网络中实现时，无线电通信接收机可以在接收无线传输的任何节点或设备中实现。因此，无线电通信接收机可以实现或包含在例如无线基站中，其中无线电通信接收机可以从例如无线设备接收无线传输。无线电通信接收机也可以实现或包含在无线设备中，其中无线电通信接收机可以从例如无线基站和/或其他无线设备接收无线通信。
所取得的所存储和先前确定的滤波器系数的数量至少为2。
如上所述，陷波滤波器的滤波器系数集合可以相对较大，例如数百甚至数千。所取得的所存储和先前确定的滤波器系数的数量至少为2，其中计算复杂度显著降低。
在示例中，对于固定陷波滤波器，执行上述方法的无线电通信接收机然后可以用于放置中心位置为f0且深度为a[dB]的固定陷波：
·根据(6)和(7)或(10)(预先)计算(并存储)针对ξ＝0的频域滤波器系数{g-1,g0,g1,g2}。其余的L-4个系数设置为1。
·根据(18)和(19)归一化滤波器系数以获得期望滤波器增益和陷波水平d。
·根据(2)将频域系数转换为时域系数{hk}。注意，这可以通过IFT实现。
·根据下式，将陷波位置移位到期望位置f0
可以在图2d中找到根据上述过程导出的三个不同滤波器的频率响应的图示。应当注意，在该图示中，RRC滤波器不包括在滤波器归一化中(即，对于所有n，RC(n)＝1)。
在另一示例中，对于动态陷波滤波器，执行上述方法的无线电通信接收机可以为了动态更新陷波位置而执行以下操作：
·首先根据(6)和(7)或(10)针对多个ξ∈{0,δ,…,0.5}预先计算并存储频域滤波器系数{g-1,g0,g1,g2}。不同的预先计算的陷波之间的间隔将是δfi,，并且这确定了最大频率“分辨率”。在下文中，fi＝fs/L＝3.84e6x2/L表示滤波器的周期，即对应于频率抽头的循环移位的频率。
·其次，进行迭代并在每次迭代中，假设新的/更新后的陷波位置应接近f0被居中，并且陷波深度值应为d，则
1.确定
·num_harmonics＝round(f0/fi)
·filter_index＝round((f0/fi-num_harmonics)/δ)
2.选择对应于ξ＝δx|filter_index|的预先计算的滤波器系数{g-1,g0,g1,g2}。将其余L-4个频率系数设置为1。然后滤波器矢量g＝[g-N,…,gN]。
3.如果filter_index<0，则镜像中心抽头g0周围的频率系数。
4.根据num_harmonics(在下面的(21)中用i表示)循环地移位滤波器矢量g。这可以表示为
5.根据(18)和(19)归一化滤波器系数以获得期望增益和陷波水平d。
6.根据(2)将频域系数{gk}转换为时域系数{hn}。注意，这可以通过IFT实现。
以上描述的示例和实施例是基于FIR陷波滤波器(1)的对称实现的描述。注意，将其扩展到滤波器的非对称实现(更实用)是很简单的：
此外，讨论已经考虑了非偶数的滤波器抽头，即L是奇数。然而，类似的方法同样适用于L为偶数的情况。对于某些整数x，使L＝2x的一个益处是可以采用快速傅立叶变换算法。然而，当今的现代技巧是，无论如何都使DFT/IDFT计算极度快速。
对于频域自适应陷波滤波器，由无线电通信接收机执行的方法的第一示例性实施例可以包括确定滤波器集合，其中每个滤波器包括几个系数。该集合中的滤波器具有范围在0和0.5之间的陷波位置(在归一化频率中)。将滤波器(多个)存储在频域中。滤波器系数可以例如如上所述地确定。
根据第一示例性实施例的方法还可以包括通过应用移位和镜像操作来设置正确的陷波位置。然后通过将所有系数乘以因数并将特定常数加到所有系数来对频域中的滤波器进行归一化。此外，根据第一示例性实施例的方法可以包括将滤波器从频域转换到时域，例如通过应用逆快速傅里叶变换(IFFT)。
对于时域自适应陷波滤波器，由无线电通信接收机执行的方法的第二示例性实施例可以包括确定在例如f＝0具有陷波位置的一个完整(所有系数)滤波器。可以如上所述确定一个完整(所有系数)滤波器。该实施例中的方法还包括在时域中存储滤波器。
根据第二示例性实施例的方法还可以包括通过将所有系数乘以时域中的对应FFT移位权重来设置正确的陷波位置。然后通过以二次形式缩放所有系数并将特定常数加到DC分量而在时域中对滤波器进行归一化。
对于固定陷波滤波器，由无线电通信接收机执行的方法的第三示例性实施例可以包括确定滤波器集合，其中每个滤波器包括几个系数。该集合中的滤波器具有范围在0和0.5之间的陷波位置(在归一化频率中)。将滤波器(多个)存储在频域中。例如，滤波器系数可以如上所述地确定。然后通过将所有系数乘以因数并将特定常数加到所有系数来对频域中的陷波滤波器进行归一化。
根据第三示例实施例的方法还可以包括：将滤波器从频域转换到时域；以及通过将所有系数乘以时域中的对应FFT移位权重来设置正确的陷波位置。
本文的实施例还涉及用于配置无线电通信接收机的用于滤除一个或多个频率的陷波滤波器的无线电通信接收机。无线电通信接收机具有与上述由无线电通信接收机执行的方法相同的技术特征、目标和优点。因此，将仅简要描述无线电通信接收机，以避免不必要的重复。将参考图3和4描述无线电通信接收机。
图3示出了无线电通信接收机300、400，其被配置用于：从滤波器系数集合中取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；以及将其余的滤波器系数设置为1。无线电通信接收机300、400还被配置用于：归一化所取得的滤波器系数；以及变换所述滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。
无线电通信接收机300、400可以以各种不同方式实现或实施。在图3中示出了第一示例性实现或实施。图3示出了包括处理器321和存储器322的无线电通信接收机300，该存储器例如借助计算机程序323包括指令，所述指令当由处理器321执行时使得无线电通信接收机300执行如下操作：从滤波器系数集合中取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；以及将其余的滤波器系数设置为1。存储器还包括指令，所述指令当由处理器321执行时使得无线电通信接收机300：归一化所取得的滤波器系数；以及变换所述滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。
图3还示出了包括存储器310的无线电通信接收机300。应当指出，图3仅仅是示例性说明，并且存储器310可以是可选的、是存储器322的一部分或者是无线电通信接收机300的另一存储器。存储器可以例如包括与无线电通信接收机300有关的信息，与无线电通信接收机300的操作的统计有关的信息，这仅仅是给出一些说明性示例。图3还示出了包括处理装置320的无线电通信接收机300，处理装置320包括存储器322和处理器321。此外，图3示出了包括通信单元330的无线电通信接收机300。通信单元330可以包括通过其无线电通信接收机300与通信网络的其他节点或实体以及其他通信单元通信的接口。图3还示出了包括其他功能340的无线电通信接收机300。其他功能340可以包括无线电通信接收机300执行本文未公开的不同任务所必需的硬件或软件。
图4中示出了无线电通信接收机300、400的备选示例性实现。图4示出了无线电通信接收机400，其包括：取得单元403，用于从滤波器系数集合中取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；以及设置单元404，用于将其余的滤波器系数设置为1。无线电通信接收机400还包括：归一化单元405，用于归一化所取得的滤波器系数；以及变换单元406，用于变换滤波器系数，以使得陷波位置在要滤除的一个或多个频率处结束。
在图4中，还示出了包括通信单元401的无线电通信接收机400。通过该单元，无线电通信接收机400适于与无线通信网络中的其他节点和/或实体通信。通信单元401可以包括一个以上的接收装置。例如，通信单元401可以连接到导线和天线，无线电通信接收机400借助该导线和天线能够与无线通信网络中的其他节点和/或实体通信。类似地，通信单元401可以包括一个以上的发送装置，该发送装置又连接到导线和天线，无线电通信接收机400借助该导线和天线能够与无线通信网络中的其他节点和/或实体通信。无线电通信接收机400还被示出为包括用于存储数据的存储器402。此外，无线电通信接收机400可以包括控制或处理单元(未示出)，该控制或处理单元又连接到不同的单元403-406。应当指出，这仅仅是说明性示例，无线电通信接收机400可以包括以与图4中所示的单元相同的方式执行无线电通信接收机400的功能的更多、更少或其他单元或模块。
应当注意，图4仅在逻辑意义上示出了无线电通信接收机400中的各种功能单元。实际中的功能可以使用任何合适的软件和硬件装置/电路等来实现。因此，实施例通常不限于无线电通信接收机400和功能单元的所示结构。因此，可以以许多方式实现先前描述的示例性实施例。例如，一个实施例包括其上存储有指令的计算机可读介质，所述指令可由控制或处理单元执行以用于执行无线电通信接收机400中的方法动作或步骤。可由计算系统执行并存储在计算机可读介质上的指令执行如权利要求中所述的无线电通信接收机400的方法动作或步骤。
无线电通信接收机具有与无线电通信接收机执行的方法相同的可能优点。一个可能的优点是降低了计算复杂度。另一可能的优点是它能够提供用于处理NBIR的强大工具。再一可能的优点是它能够提供强有力的工具，用于在有限量的频谱中有效地共同部署两种或更多种无线接入技术(RAT)，这也可以在未来对于例如具有有限频谱的想要将例如全球移动通信系统GSM频谱重新划分到宽带码分多址WCDMA的运营商具有重要意义。
根据一个实施例，无线电通信接收机300、400还被配置用于将所归一化的滤波器系数从频域转换到时域。
根据又一实施例，无线电通信接收机300、400被配置用于按照以下顺序执行动作：(a)取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在频域中，设置其余的滤波器系数为1，归一化所取得的滤波器系数，将所归一化的滤波器系数从频域转换到时域，以及在时域中变换所述滤波器系数；或者(b)取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在频域中，设置其余的滤波器系数为1，归一化所取得的滤波器系数，在频域中变换所述滤波器系数，以及将所归一化的滤波器系数从频域转换到时域；或者(c)取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在时域中，设置其余的滤波器系数为1，归一化所取得的滤波器系数，以及变换所述滤波器系数。
根据又一实施例，无线电通信接收机300、400被配置用于将所述先前确定的滤波器系数的集合分别存储在时域或频域中。
根据另一实施例，无线电通信接收机300、400被配置用于通过关于陷波深度和噪声基底进行归一化来归一化所取得的滤波器系数。
根据另一实施例，无线电通信接收机300、400还被配置用于取得将被滤除的一个或多个频率和期望陷波深度。
根据一个实施例，所存储的先前确定的滤波器系数的集合已通过基于滤波器传递函数及其导数在特定频率处为零的条件求解一组线性方程来确定，其中，所述频率在所述集合中的滤波器之间不同。
根据又一实施例，所存储的先前确定的滤波器系数的集合已通过最小化在特定频率范围内通过所述陷波滤波器的能量来确定，并且其中，所述频率范围的中心频率在所述集合中的滤波器之间不同。
根据又一实施例，无线电通信接收机300、400还被配置用于相对于所述陷波滤波器的宽度和中心位置来确定所述频率范围。
根据另一实施例，所取得的滤波器系数对应于所存储的具有等于零的一个或多个特定中心频率的滤波器，并且其中，所存储的滤波器集合的大小是1或更大。
根据另一实施例，变换所述滤波器系数取决于滤波器谐波数和所述陷波滤波器的周期。
根据一个实施例，无线电通信接收机300、400还被配置用于通过以下方式取得所述滤波器系数：还从与中心频率对应的预先计算的滤波器系数集合中取得所述滤波器系数，所述中心频率在频率距离上最接近期望位置与所述滤波器的周期乘以所述谐波数之间的距离的绝对值。
根据又一实施例，无线电通信接收机300、400被配置用于通过以下方式变换所述滤波器系数以达到期望陷波位置：将移位指数确定为谐波数；如果所述期望位置与所述滤波器的周期乘以所述谐波数之间的距离为负，则镜像中心系数周围的滤波器系数；以及根据所述移位指数循环地移位所述滤波器系数，其中，当所述谐波数为负时，所述移位向左，而当所述谐波数为正时，所述移位向右。
根据又一实施例，无线电通信接收机300、400被配置用于通过调整与期望中心频率位置对应的时域滤波器系数的相位，变换所述滤波器系数以达到所述期望陷波位置。
根据另一实施例，所述接收机包括在无线基站中或无线设备中。
根据另一实施例，所取得的所存储和先前确定的滤波器系数的数量至少为2。
图5示意性地示出了无线电通信接收机400中的装置500的实施例。在无线电通信接收机400中的装置500中包括例如具有数字信号处理器(DSP)的处理单元506。处理单元506可以是单个单元或多个单元以执行本文描述的过程的不同动作。无线电通信接收机400的装置500还可以包括用于从其他实体接收信号的输入单元502，以及用于向其他实体提供信号的输出单元504。输入单元和输出单元可以被布置为集成实体或如图4的示例中所示作为一个或多个接口401。
此外，无线电通信接收机400中的装置500包括至少一个计算机程序产品508，计算机程序产品508具有非易失性存储器形式，例如电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、闪存和硬盘驱动器。计算机程序产品508包括计算机程序510，其包括代码装置，所述代码装置当在无线电通信接收机400中的装置500中的处理单元506中执行时，使得无线电通信接收机执行例如前面结合图1a-1d描述的过程的动作。
计算机程序510可以被配置为在计算机程序模块510a-510e中构造的计算机程序代码。因此，在示例性实施例中，无线电通信接收机400中的装置500的计算机程序中的代码装置包括：取得单元或模块，用于从滤波器系数集合中取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；以及设置单元或模块，用于将其余的滤波器系数设置为1。所述计算机程序还包括：归一化单元或模块，用于归一化所取得的滤波器系数；以及变换单元或模块，用于变换滤波器系数，以使得陷波位置在要滤除的一个或多个频率处结束。
计算机程序模块可以基本上执行图1a-1d中所示的流程的动作，以仿真无线电通信接收机400。换句话说，当不同的计算机程序模块在处理单元506中执行时，它们可以对应于图4的单元403-406。
尽管上面结合图4公开的实施例中的代码装置被实现为当在相应的处理单元中执行时使得无线电通信接收机执行上述结合上述附图描述的动作的计算机程序模块，在备选实施例中，代码装置中的至少一个可以至少部分地实现为硬件电路。
处理器可以是单个中央处理单元(CPU)，但也可以包括两个或更多个处理单元。例如，处理器可以包括：通用微处理器；指令集处理器和/或相关芯片组和/或专用微处理器(例如专用集成电路(ASIC))。处理器还可以包括用于缓存目的的板存储器。计算机程序可以由连接到处理器的计算机程序产品承载。计算机程序产品可以包括在其上存储计算机程序的计算机可读介质。例如，计算机程序产品可以是闪存、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)或EEPROM，并且上述计算机程序模块可以在备选实施例中分布在不同的具有无线电通信接收机内的存储器形式的计算机程序产品上。
应当理解，交互单元的选择以及本公开内的单元的命名仅用于示例性目的，并且适合于执行上述任何方法的节点可以以多个备选方式配置，以便能够执行所建议的过程动作。
还应注意，本公开中描述的单元将被视为逻辑实体而不必作为单独的物理实体。
尽管已经根据若干实施例描述了实施例，但是可以预期，在阅读说明书和研究附图后，其备选物、修改物、置换物和等同物将变得显而易见。因此，以下所附权利要求旨在包括落入实施例范围内并由未决权利要求限定的这些备选物、修改物、置换物和等同物。

Claims (34)

1.一种由无线电通信接收机执行的用于配置所述无线电通信接收机的用于滤除一个或多个频率的陷波滤波器的方法(100)，所述方法包括：
-从滤波器系数集合中取得(120)所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；
-将其余的滤波器系数设置(130)为1；
-归一化(140)所取得的滤波器系数；
-变换(160)所述滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。
2.根据权利要求1所述的方法(100)，还包括：将所归一化的滤波器系数从频域转换(150)到时域。
3.根据权利要求1或2所述的方法(100)，其中，所述方法的动作按照以下顺序执行：(a)取得(120)所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在频域中，设置(130)其余的滤波器系数为1，归一化(140)所取得的滤波器系数，将所归一化的滤波器系数从频域转换(150)到时域，以及在时域中变换(160)所述滤波器系数；或者(b)取得(120)所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在频域中，设置(130)其余的滤波器系数为1，归一化(140)所取得的滤波器系数，在频域中变换(160)所述滤波器系数，以及将所归一化的滤波器系数从频域转换(150)到时域；或者(c)取得(120)所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在时域中，设置(130)其余的滤波器系数为1，归一化(140)所取得的滤波器系数，以及变换(160)所述滤波器系数。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的方法(100)，还包括：将所述先前确定的滤波器系数的集合分别存储(170)在时域或频域中。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的方法(100)，其中，归一化所取得的滤波器系数的动作包括关于陷波深度和噪声基底的归一化。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法(100)，还包括：取得(110)将被滤除的一个或多个频率和期望陷波深度。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法(100)，其中，所存储的先前确定的滤波器系数的集合已通过基于滤波器传递函数及其导数在特定频率处为零的条件求解一组线性方程来确定，其中，所述频率在所述集合中的滤波器之间不同。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的方法(100)，其中，所存储的先前确定的滤波器系数的集合已通过最小化在特定频率范围内通过所述陷波滤波器的能量来确定，并且其中，所述频率范围的中心频率在所述集合中的滤波器之间不同。
9.根据权利要求8所述的方法(100)，其中，所述频率范围相对于所述陷波滤波器的宽度和中心位置来确定。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的方法(100)，其中，所取得的滤波器系数对应于所存储的具有等于零的一个或多个特定中心频率的滤波器，并且其中，所存储的滤波器集合的大小是1或更大。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的方法(100)，其中，变换(160)所述滤波器系数取决于滤波器谐波数和所述陷波滤波器的周期。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的方法(100)，其中，取得所述滤波器系数的动作还包括：从与中心频率对应的预先计算的滤波器系数集合中取得所述滤波器系数，所述中心频率在频率距离上最接近期望位置与所述滤波器的周期乘以所述谐波数之间的距离的绝对值。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的方法(100)，其中，变换所述滤波器系数以达到期望陷波位置的动作还包括：
-将移位指数确定为所述谐波数；
-如果所述期望位置与所述滤波器的周期乘以所述谐波数之间的距离为负，则镜像中心系数周围的滤波器系数；
-根据所述移位指数循环地移位所述滤波器系数，其中，当所述谐波数为负时，所述移位向左，而当所述谐波数为正时，所述移位向右。
14.根据权利要求1至13中任一项所述的方法(100)，其中，变换所述滤波器系数以达到所述期望陷波位置的动作还包括：调整与期望中心频率位置对应的时域滤波器系数的相位。
15.根据权利要求1至14中任一项所述的方法(100)，其中，所述接收机包括在无线基站中或无线设备中。
16.根据权利要求1至15中任一项所述的方法(100)，其中，所取得的所存储和先前确定的滤波器系数的数量至少为2。
17.一种无线电通信接收机(300、400)，用于配置所述无线电通信接收机的用于滤除一个或多个频率的陷波滤波器，所述无线电通信接收机(300、400)被配置用于：
-从滤波器系数集合中取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所取得的滤波器系数构成滤波器系数总数的一部分；
-将其余的滤波器系数设置为1；
-归一化所取得的滤波器系数；
-变换所述滤波器系数，以使得陷波位置在将被滤除的一个或多个频率处结束。
18.根据权利要求17所述的无线电通信接收机(300、400)，还被配置用于：将所归一化的滤波器系数从频域转换到时域。
19.根据权利要求17或18所述的无线电通信接收机(300、400)，被配置为按照以下顺序执行动作：(a)取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在频域中，设置其余的滤波器系数为1，归一化所取得的滤波器系数，将所归一化的滤波器系数从频域转换到时域，以及在时域中变换所述滤波器系数；或者(b)取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在频域中，设置其余的滤波器系数为1，归一化所取得的滤波器系数，在频域中变换所述滤波器系数，以及将所归一化的滤波器系数从频域转换到时域；或者(c)取得所存储和先前确定的滤波器系数，其中，所述滤波器系数已存储在时域中，设置其余的滤波器系数为1，归一化所取得的滤波器系数，以及变换所述滤波器系数。
20.根据权利要求17至19中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，还被配置用于：将所述先前确定的滤波器系数的集合分别存储在时域或频域中。
21.根据权利要求17至20中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，被配置用于：通过关于陷波深度和噪声基底进行归一化来归一化所取得的滤波器系数。
22.根据权利要求17至21中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，还被配置用于：取得将被滤除的一个或多个频率和期望陷波深度。
23.根据权利要求17至23中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，其中，所存储的先前确定的滤波器系数的集合已通过基于滤波器传递函数及其导数在特定频率处为零的条件求解一组线性方程来确定，其中，所述频率在所述集合中的滤波器之间不同。
24.根据权利要求17至23中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，其中，所存储的先前确定的滤波器系数的集合已通过最小化在特定频率范围内通过所述陷波滤波器的能量来确定，并且其中，所述频率范围的中心频率在所述集合中的滤波器之间不同。
25.根据权利要求24所述的无线电通信接收机(300、400)，被配置用于：相对于所述陷波滤波器的宽度和中心位置来确定所述频率范围。
26.根据权利要求17至25中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，其中，所取得的滤波器系数对应于所存储的具有等于零的一个或多个特定中心频率的滤波器，并且其中，所存储的滤波器集合的大小是1或更大。
27.根据权利要求17至26中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，其中，变换所述滤波器系数取决于滤波器谐波数和所述陷波滤波器的周期。
28.根据权利要求17至27中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，被配置用于通过以下方式取得所述滤波器系数：还从与中心频率对应的预先计算的滤波器系数集合中取得所述滤波器系数，所述中心频率在频率距离上最接近期望位置与所述滤波器的周期乘以所述谐波数之间的距离的绝对值。
29.根据权利要求17至28中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，被配置用于通过以下方式变换所述滤波器系数以达到期望陷波位置：
-将移位指数确定为所述谐波数；
-如果所述期望位置与所述滤波器的周期乘以所述谐波数之间的距离为负，则镜像中心系数周围的滤波器系数；
-根据所述移位指数循环地移位所述滤波器系数，其中，当所述谐波数为负时，所述移位向左，而当所述谐波数为正时，所述移位向右。
30.根据权利要求17至29中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，被配置用于：通过调整与期望中心频率位置对应的时域滤波器系数的相位，变换所述滤波器系数以达到所述期望陷波位置。
31.根据权利要求17至30中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，其中，所述接收机包括在无线基站中或无线设备中。
32.根据权利要求17至31中任一项所述的无线电通信接收机(300、400)，其中，所取得的所存储和先前确定的滤波器系数的数量至少为2。
33.一种包括计算机可读代码装置的计算机程序(810)，所述计算机可读代码装置当在根据权利要求17至32任一项所述的无线电通信接收机(400)中的装置(500)内包括的处理单元(506)中运行时，使得所述无线电通信接收机(500)执行根据权利要求1至16中任一项所述的对应方法。
34.一种计算机程序产品(508)，包括根据权利要求34所述的计算机程序(510)。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112886944A (zh) * 2019-11-29 2021-06-01 西安诺瓦星云科技股份有限公司 滤波器系数生成方法及装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080103535A1 (en) * 2003-04-03 2008-05-01 Cameron Health, Inc. Implantable Medical Devices Including Selectable Notch Filter Circuits
CN102404271A (zh) * 2011-11-23 2012-04-04 广东盛路通信科技股份有限公司 一种ofdm接收机的窄带干扰抑制装置及方法
CN102546484A (zh) * 2010-12-17 2012-07-04 上海明波通信技术有限公司 基于信标帧的信道训练方法和接收机装置
CN102590829A (zh) * 2012-03-14 2012-07-18 西安电子科技大学 用于卫星导航系统的完全自适应陷波器及其陷波方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080103535A1 (en) * 2003-04-03 2008-05-01 Cameron Health, Inc. Implantable Medical Devices Including Selectable Notch Filter Circuits
CN102546484A (zh) * 2010-12-17 2012-07-04 上海明波通信技术有限公司 基于信标帧的信道训练方法和接收机装置
CN102404271A (zh) * 2011-11-23 2012-04-04 广东盛路通信科技股份有限公司 一种ofdm接收机的窄带干扰抑制装置及方法
CN102590829A (zh) * 2012-03-14 2012-07-18 西安电子科技大学 用于卫星导航系统的完全自适应陷波器及其陷波方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112886944A (zh) * 2019-11-29 2021-06-01 西安诺瓦星云科技股份有限公司 滤波器系数生成方法及装置
CN112886944B (zh) * 2019-11-29 2024-09-10 西安诺瓦星云科技股份有限公司 滤波器系数生成方法及装置

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