CN109309995A - 一种大功率无电解电容低纹波led电源 - Google Patents

一种大功率无电解电容低纹波led电源 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种大功率无电解电容低纹波LED电源，包括EMI滤波电路、功率因数校正电路、原边电流检测电路、DC‑DC电路、环路补偿电路和多阶输出电路，原边电流检测电路连接功率因数校正电路并用于控制功率因数校正电路的通断，DC‑DC电路包括磁集成变压器；本发明通过采用集成原边绕组、原边辅助绕组、副边AC绕组和副边DC绕组的磁集成变压器，构成了以独特磁集成变压器绕组实现的磁集成技术和反馈补偿技术，配合环路补偿电路的设计，使本发明能够输出低纹波并具有良好的动态稳定性，提高本发明整体性能，通过原边电流检测电路实现降低待机功耗的目的，并利用原边辅助绕组作为原边电流检测电路检测电流源的电路布置方式，实现简化电路，降低成本的目的。

Description

一种大功率无电解电容低纹波LED电源
技术领域
本发明涉及LED电源技术领域，尤其涉及一种大功率无电解电容低纹波LED电源。
背景技术
众所周知，LED灯珠的寿命高达10万小时，而常规的驱动器由于含有寿命只有数千小时的电解电容，造成驱动器与LED灯珠的寿命不匹配；除此之外，由于电解电容在低温下的特性，使得在严寒地区和冷库里使用受到限制。目前，尽管已有不少针对无电解电容LED驱动器研究成果，但其针对对象多为低功率无电解电容，其中，多数研究均尚未达到工程应用要求，且存在线路复杂、成本高、EMI高等诸多问题。目前，也有采用耦合电感消除交流纹波的方法介绍，但对磁集成的具体实现、对漏感的处理及由此带来的系统稳定性问题，尚未有突破性发现。同时，针对无电解电容中所包含PFC电路(功率因数校正电路)的降低空载待机功耗，使PFC电路处于待机状态的问题，现有技术中采用的方法多包括两种：1、通过检测磁集成变压器副边绕组的输出电压、输出功率和开关频率来判断是否空载，例如某公司的一颗PFC IC,其工作原理是：当其满足空载条件时，输出光耦信号，使PFC电路待机；2、使用检测付边负载电流的方法，控制PFC电路ON或OFF。但是，上述两种监测方法均存在电路复杂和成本高等诸多问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种大功率无电解电容低纹波LED电源，能够有效提高大功率无电解电容的环境适应能力和使用寿命，且输出纹波低、动态稳定性好、电磁干扰低，同时还兼具成本低和线路简单的优点，有效提高整个电源的稳定性、可靠性和安全性。
本发明采用的技术方案为：
一种大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：包括EMI滤波电路、功率因数校正电路、原边电流检测电路、DC-DC电路、环路补偿电路和多阶输出电路，EMI滤波电路、功率因数校正电路、DC-DC电路和多阶输出电路依次连接，原边电流检测电路连接功率因数校正电路并用于控制功率因数校正电路的通断，环路补偿电路连接多阶输出电路并反馈控制多阶输出电路的输出电压；
所述DC-DC电路包括磁集成变压器、MOS管M3和PWM控制器；
磁集成变压器包括原边绕组、原边辅助绕组、副边AC绕组和副边DC绕组，原边绕组与副边AC绕组采用三明治绕制方式，副边AC绕组和副边DC绕组采用分槽绕制方式，副边AC绕组匝数少于副边DC绕组，且副边AC绕组与副边DC绕组满足公式K表示副边AC绕组与副边DC绕组的耦合系数，LAC表示副边AC绕组的开路电感，LDC表示副边DC绕组的开路电感；
磁集成变压器原边绕组串联在功率因数校正电路电压输出端与MOS管M3的D极之间，MOS管M3的G极连接PWM控制器控制输出端，MOS管M3的S极连接PWM控制器第一输入端，PWM控制器反馈输入端连接环路补偿电路输出端；磁集成变压器原边辅助绕组两端分别串联电阻R8和电阻R11后构成分压电路，分压电路与原边电流检测电路相接；磁集成变压器副边AC绕组和副边DC绕组分别串联在多阶输出电路中；
所述环路补偿电路采用多阶补偿网络，环路补偿电路包括三阶补偿电路、光耦U1和超前网络；光耦U1原边正极通过一阶超前网络连接辅助电源输出端，辅助电源输出端连接PWM驱动器进电端，光耦U1原边负极通过三阶补偿网络连接电源电压输出端，光耦U1付边集电极通过超前网络连接PWM控制器，光耦U1付边发射极接地；
所述EMI滤波电路、功率因数校正电路、原边电流检测电路、DC-DC电路、环路补偿电路和多阶输出电路中所采用电容均为无电解电容。
进一步地，所述光耦原边负极连接有过压保护电路。
进一步地，所述多阶输出电路包括直流支路、交流支路和阻尼支路；直流支路由负载电阻R0、电感L1、漏感Ldclk、副边DC绕组和二极管D2依次串联而成，负载电阻两端并联有输出滤波电容Cout；交流支路并联在二极管D2两端并由交流通道电容Cac、漏感Laclk和副边AC绕组依次串联构成；阻尼支路并联在电感L1两端并由阻尼电阻Rdamp和阻尼电感Ldamp串联而成。
进一步地，所述阻尼支路两端并联有外接电感L，L＝n*Ldamp，10≤n≤20。
进一步地，所述三阶补偿电路包括第一支路、第二支路、第三支路和RC支路，第一支路、第二支路和第三支路依次并联后串联RC支路；第一支路串联有运算放大器U2，运算放大器U2的同相输入端连接有基准电源VREF；第二支路串联有电容C7；第三支路串联有电阻R19和电容C6；RC支路包括电阻R21、电容C5和电阻R3，电阻R3并联在电阻R21和电容C5串联所构成的支路两端。
进一步地，所述一阶超前网络包括电阻R15、电容C4和电阻R16，电阻R16并联在电阻R15和电容C4串联所构成的支路两端。
进一步地，所述磁集成变压器集成了原边绕组、副边AC绕组和副边DC绕组，原边绕组与副边AC绕组同槽绕制，副边DC绕组与副边AC绕组分槽绕制。
进一步地，所述磁集成变压器用于绕组绕制的磁芯包括第一磁芯臂、第二磁芯臂和第三磁芯臂，原边绕组和副边AC绕组绕制在第一磁芯臂上，副边DC绕组绕制再第二磁芯臂上，第三臂设有用于产生DC绕组漏感的开槽。
本发明具有以下有益效果：
(1)通过采用集成原边绕组、原边辅助绕组、副边AC绕组和副边DC绕组的磁集成变压器，构成了以独特磁集成变压器绕组实现的磁集成技术和反馈补偿技术，同时，配合环路补偿电路中多阶补偿网络的设计，使本发明能够输出低纹波并具有良好的动态稳定性，提高本发明整体性能；
(2)通过采用原边电流检测电路控制功率因数校正电路的通断，实现降低待机功耗的目的，通过将原边绕组与AC绕组呈三明治绕法，有效减小输出漏感，进而减小开关损耗；利用原边辅助绕组作为原边电流检测电路检测电流源的电路布置方式，实现简化电路，降低成本的目的；
(3)通过采用无电解电容，能够延长本发明的使用寿命并降低污染物产生，同时，有效降低成本；
(4)通过在阻尼支路两端并联外接电感，进一步增强环路稳定性，进而提高多阶输出电路稳定性。
附图说明
图1为本发明的电路原理图；
图2为图1中环路补偿电路的图；
图3为具体实施方式中磁集成变压器的第一种绕制方式；
图4为具体实施方式中磁集成变压器的第二种绕制方式；
图5为具体实施方式中的样机动态响应结果。
附图标记说明：
101、EMI滤波电路；102、功率因数校正电路；103、DC-DC电路；104、原边电流检测电路；105、磁集成变压器；106、副边DC绕组；107、副边AC绕组；201、环路补偿电路；202、三阶补偿网络；203、超前网络。
具体实施方式
为了更好地理解本发明，下面结合附图对本发明的技术方案做进一步说明。
如图1所示，本发明包括EMI滤波电路101、功率因数校正电路102、原边电流检测电路104、DC-DC电路103、环路补偿电路201和多阶输出电路，EMI滤波电路101、功率因数校正电路102、DC-DC电路103和多阶输出电路依次连接，原边电流检测电路104连接功率因数校正电路102并用于控制功率因数校正电路102的通断，环路补偿电路201连接多阶输出电路并反馈控制多阶输出电路的输出电压。
功率因数校正电路102采用临界导通模式PFC电路，并具有turn on/off功能，功率因数校正电路102的控制信号采用原边检测副边电流的方法控制PFC电路的开通与关断。
DC-DC电路103包括磁集成变压器105、MOS管M3和PWM控制器；
磁集成变压器105包括原边绕组、原边辅助绕组、副边AC绕组107和副边DC绕组106，原边绕组与副边AC绕组107采用三明治绕制方式，副边AC绕组107和副边DC绕组106采用分槽绕制方式，副边AC绕组107匝数少于副边DC绕组106，且副边AC绕组107与副边DC绕组106满足公式K表示副边AC绕组107与副边DC绕组106的耦合系数，LAC表示副边AC绕组107的开路电感，LDC表示副边DC绕组106的开路电感。
磁集成变压器105原边绕组串联在功率因数校正电路102电压输出端与MOS管M3的D极之间，MOS管M3的G极连接PWM控制器控制输出端，MOS管M3的S极连接PWM控制器第一输入端，PWM控制器反馈输入端连接环路补偿电路201输出端；磁集成变压器105原边辅助绕组两端分别串联电阻R8和电阻R11后构成分压电路，分压电路与原边电流检测电路104相接；磁集成变压器105副边AC绕组107和副边DC绕组106分别串联在多阶输出电路中。
磁集成变压器105集成了原边绕组、副边AC绕组107和副边DC绕组106，原边绕组与副边AC绕组107同槽绕制在磁芯上，副边DC绕组106与副边AC绕组107分槽绕制在磁芯上，设磁芯包括依次平行的第一磁芯臂、第二磁芯臂和第三磁芯臂，绕组在磁芯上的绕制方式主要采用以下两种：
第一种绕制方式如图3所示，原边绕组、副边AC绕组107和副边DC绕组106均绕制在磁芯的第二磁芯臂上，原边绕组和副边AC绕组107绕制在第二磁芯臂左端，副边DC绕组106绕制在第二磁芯臂右端。为了使原边绕组与副边AC绕组107的耦合系数大，并使副边DC绕组106产生较大漏感，优选将第二磁芯臂上DC绕组所在位置开设气隙。
第二种绕制方式如图4所示：原边绕组和副边AC绕组107绕制在第一磁芯臂上；副边DC绕组106绕制在第二磁芯臂上；第三臂上设有用于产生DC绕组漏感的开槽，便于集成滤波电感。
磁集成变压器105的原边绕组与副边AC绕组107的绕制方法，能够有效减小漏感，继而实现减小开关损耗，同时，也使交流通道电容Cac和交流通道电感Laclk的谐振频率尽可能的远离交叉频率，保证系统稳定可靠。
原边电流检测电路104通过采集磁集成变压器105的原边辅助绕组电流，进而控制功率因数校正电路102的通断，功率因数校正电路102的控制输出端通过MOS管M2连接功率因数校正电路102，其中，MOS管M2的G极连接原边电流检测电路104，MOS管M2的D极连接功率因数校正电路102。其目的在于：当输出功率低于设定值或空载时，关断PFC部分，以降低空载损耗；当输出电流低于下限设定值时，低功耗的MOS管M2导通，拉底INV信号，这时PFC关断；当输出电流高于上限设定值时，MOS管M2关断，INV信号变为高电平，这时PFC工作。
如图2所示，环路补偿电路201采用多阶补偿网络，环路补偿电路201包括三阶补偿电路、光耦U1和超前网络203；光耦U1原边正极通过串联一阶超前网络构成辅助电源输出端，辅助电源输出端连接PWM驱动器进电端并向PWM驱动器供电，光耦U1原边负极通过三阶补偿网络202连接电源电压输出端，光耦U1付集电极通过超前网络203连接PWM控制器，光耦U1付边发射极接地；同时，为了提高抑制过高电压并进行过冲保护，光耦原边负极还连接有过压保护电路OVP。
三阶补偿电路包括第一支路、第二支路、第三支路和RC支路，第一支路、第二支路和第三支路依次并联后串联RC支路；第一支路串联有运算放大器U2，运算放大器U2的同相输入端连接有基准电源VREF；第二支路串联有电容C7；第三支路串联有电阻R19和电容C6；RC支路包括电阻R21、电容C5和电阻R3，电阻R3并联在电阻R21和电容C5串联所构成的支路两端。
一阶超前网络包括电阻R15、电容C4和电阻R16，电阻R16并联在电阻R15和电容C4串联所构成的支路两端。
多阶输出电路包括直流支路、交流支路和阻尼支路；直流支路由负载电阻R0、电感L1、漏感Ldclk、副边DC绕组106和二极管D2依次串联而成，负载电阻两端并联有输出滤波电容Cout；交流支路并联在二极管D2两端并由交流通道电容Cac、漏感Laclk和副边AC绕组107依次串联构成；阻尼支路并联在电感L1两端并由阻尼电阻Rdamp和阻尼电感Ldamp串联而成，用以增强系统稳定性；阻尼支路两端并联有外接电感L，L＝n*Ldamp，10≤n≤20。
交流通道电容Cac的选择与开关频率有关，开关频率越高，交流通道电容Cac的值就越小，本发明中优选将交流通道电容Cac的开关频率纹波选择为电源电压输出端的电源输出电压的百分之十。
交流通道电容Cac与交流通道漏感Laclk有一对零点，交流通道电容Cac、输出滤波电容Cout、直流通道漏感Ldclk、外接电感L1构成双极点，相较于常规的电解电容电路是一个一阶系统和只含一个较低频率极点，本发明能够更好提高环路稳定性，性能更为优良。
为了延长电源使用寿命并降低污染物产生，同时降低成本，本发明中EMI滤波电路101、功率因数校正电路102、原边电流检测电路104、DC-DC电路103、环路补偿电路201和多阶输出电路中所采用电容均采用无电解电容。
下面为采用本发明设计的一台样机的动态响应试验结果：
实验条件：输出54V,输出功率100W。
实验结果：如图5所示，在10％-90％负载变化下，Vmax＝58.4V,Vmin＝50.4V，差值处于10％的标准值之内；输出纹波/噪声P-P值低于1V；
上述实验结果均达到设计要求，证明本发明具有输出纹波低、动态稳定性好、电磁干扰低的良好特性。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换，而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的范围。

Claims (8)

1.一种大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：包括EMI滤波电路、功率因数校正电路、原边电流检测电路、DC-DC电路、环路补偿电路和多阶输出电路，EMI滤波电路、功率因数校正电路、DC-DC电路和多阶输出电路依次连接，原边电流检测电路连接功率因数校正电路并用于控制功率因数校正电路的通断，环路补偿电路连接多阶输出电路并反馈控制多阶输出电路的输出电压；
所述DC-DC电路包括磁集成变压器、MOS管M3和PWM控制器；
磁集成变压器包括原边绕组、原边辅助绕组、副边AC绕组和副边DC绕组，原边绕组与副边AC绕组采用三明治绕制方式，副边AC绕组和副边DC绕组采用分槽绕制方式，副边AC绕组匝数少于副边DC绕组，且副边AC绕组与副边DC绕组满足公式K表示副边AC绕组与副边DC绕组的耦合系数，LAC表示副边AC绕组的开路电感，LDC表示副边DC绕组的开路电感；
磁集成变压器原边绕组串联在功率因数校正电路电压输出端与MOS管M3的D极之间，MOS管M3的G极连接PWM控制器控制输出端，MOS管M3的S极连接PWM控制器第一输入端，PWM控制器反馈输入端连接环路补偿电路输出端；磁集成变压器原边辅助绕组两端分别串联电阻R8和电阻R11后构成分压电路，分压电路与原边电流检测电路相接；磁集成变压器副边AC绕组和副边DC绕组分别串联在多阶输出电路中；
所述环路补偿电路采用多阶补偿网络，环路补偿电路包括三阶补偿电路、光耦U1和超前网络；光耦U1原边正极通过一阶超前网络连接辅助电源输出端，辅助电源输出端连接PWM驱动器进电端，光耦U1原边负极通过三阶补偿网络连接电源电压输出端，光耦U1付边集电极通过超前网络连接PWM控制器，光耦U1付边发射极接地；
所述EMI滤波电路、功率因数校正电路、原边电流检测电路、DC-DC电路、环路补偿电路和多阶输出电路中所采用电容均为无电解电容。
2.根据权利要求1所述的大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：所述光耦原边负极连接有过压保护电路。
3.根据权利要求1所述的大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：所述多阶输出电路包括直流支路、交流支路和阻尼支路；直流支路由负载电阻R0、电感L1、漏感Ldclk、副边DC绕组和二极管D2依次串联而成，负载电阻两端并联有输出滤波电容Cout；交流支路并联在二极管D2两端并由交流通道电容Cac、漏感Laclk和副边AC绕组依次串联构成；阻尼支路并联在电感L1两端并由阻尼电阻Rdamp和阻尼电感Ldamp串联而成。
4.根据权利要求3所述的大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：所述阻尼支路两端并联有外接电感L，L＝n*Ldamp，10≤n≤20。
5.根据权利要求1所述的大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：所述三阶补偿电路包括第一支路、第二支路、第三支路和RC支路，第一支路、第二支路和第三支路依次并联后串联RC支路；第一支路串联有运算放大器U2，运算放大器U2的同相输入端连接有基准电源VREF；第二支路串联有电容C7；第三支路串联有电阻R19和电容C6；RC支路包括电阻R21、电容C5和电阻R3，电阻R3并联在电阻R21和电容C5串联所构成的支路两端。
6.根据权利要求1所述的大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：所述一阶超前网络包括电阻R15、电容C4和电阻R16，电阻R16并联在电阻R15和电容C4串联所构成的支路两端。
7.根据权利要求1所述的大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：所述磁集成变压器集成了原边绕组、副边AC绕组和副边DC绕组，原边绕组与副边AC绕组同槽绕制，副边DC绕组与副边AC绕组分槽绕制。
8.根据权利要求7所述的大功率无电解电容低纹波LED电源，其特征在于：所述磁集成变压器用于绕组绕制的磁芯包括第一磁芯臂、第二磁芯臂和第三磁芯臂，原边绕组和副边AC绕组绕制在第一磁芯臂上，副边DC绕组绕制再第二磁芯臂上，第三臂设有用于产生DC绕组漏感的开槽。
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