CN109302216A - 基于空间调制的全双工通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信领域，特别是针对一种2×2采用空间调制的全双工通信系统。本发明所要解决的技术问题，对现有的方案进行该进，即能够将多时隙联合差分检测和空间调制技术更好地结合。在不降低空间自由度的情况下充分发挥其各自的特点，消除SI同时使频谱效率不会降低，并且随着联合检测时隙数的增加，带来误码性能上的增益。本发明采用的技术方案如下，其关键在于引入一个相位旋转因子θ，在发射端对星座点符号交替做预处理，来避免使用多时隙联合差分检测时所出现的错误情况，同时与传统方法相比可以提高频谱效率。

Description

基于空间调制的全双工通信系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别是针对一种2×2采用空间调制的全双工通信系统。

背景技术

在无线通信系统中，按照数据的传输方向可以将其分为三类。单工通信：指两端的通信是单向的，一个只能主动的发信号，而另一个只能被动的接收信息，发送端和接收端的身份是固定的。半双工通信(Half Duplex,HD)：两端可以分别发送和接收数据，但不能同时进行。全双工通信(Full Duplex,FD)：指两端可以同时进行数据的发送和和接收，彼此是同步的。在第四代移动通信标准中，主要使用时分双工(Time Division Duplex,TDD)和频分双工(Frequency Division Duplex,FDD)两种制式，通过将上行和下行的无线通信资源在时间或频率上分离，可以避免同信道的干扰。但由于进行时间、频率的划分，从一定意义上来说，两者都不是全双工，而是半双工，因为不能实现在同一频率信道下同时进行发射和接收信号。FD与HD相比，省了一半的时间与频率的开销，使频谱效率加倍，但由于难以抑制从本地发射机到接收机的自干扰(Self-interference,SI)，所以在相当长的一段时间内，FD的实现受到阻碍。直到最近在理论和实验研究方面都得到了更多的进展。在有关文献中，有三种可用于FD系统的SI消除技术，包括天线分离、模拟域干扰消除和数字域干扰消除。天线分离指的可以在系统中通过适当放置天线来抵消SI的影响，然而由于天线分离对天线放置的精度要求很高，同时宽带性能也较差，因此天线分离方案在实际中通常受到限制。模拟域消除通过射频电路以相位反转的形式实现干扰抵消，该方式研究得较广泛且成效可观。由于在天线、射频消除后，接收信号中往往还存在残余自干扰，需要通过数字域消除方式进一步完善消除性能。与射频消除思想类似，数字方式也是干扰抵消原理，通过重建干扰信号副本，然后在总的接收信号中将其减去以达到消除自干扰的目的，不同的是，数字方式是将信号经过模数转换变为数字信号后再作消除，因此有效的方案是将它们结合在一起。在另一方面，FD系统按照天线数量通常可以分为两类：一类是单天线FD，另一类是多天线FD。本发明是针对一种2×2的天线配置场景下的全双工系统。

MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技术指在发射端和接收端分别使用多个发射天线和接收天线，进行信息传送和接收，从而改善通信质量。MIMO能充分利用空间资源，在不增加频谱资源和天线发射功率的情况下，可以成倍的提高系统信道容量，具有出明显的优势、被视为下一代移动通信的核心技术。空间调制(Spatial Modulation,SM)是近年来提出的一种新型多天线传输技术，根据输入信息来选择相应的传输天线，每一时隙只有一根天线被激活，所以空间调制具有单射频的特性，从而避免了天线间的干扰，同时也使得接收端的信号检测较为简单，空间调制逐渐地成为了MIMO技术研究的热点之一。

因此一种2×2基于空间调制的全双工系统被提出，该系统两端分别设置两根天线。根据空间调制原理，每时隙根据比特符号选择其中一根天线用于发送数据，剩下一根天线则用于接收数据。在接收时，将两个或更多时隙的信号联合进行差分处理，可以同时检测出所有的比特信息。然而，在SI消除中的时隙里如果发送天线前后保持相同，由于联合差分的特性，这种情况将导致系统不能正常检测。为了解决这个问题，有研究提出改进，在每两个连续的时隙里让两根天线交替传输信号，为了进一步补偿由于这种方式传输而造成的空间自由度的损失，所以在SI消除过程中加入更多的时隙进行差分处理，但这样也将使得接收检测的复杂程度急剧上升，在实际中难以得到运用。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是能够将上述多时隙联合差分检测和空间调制技术更好地结合，将传统方案进行优化处理。在不降低空间自由度的情况下充分发挥其各自的特点，消除SI同时使频谱效率不会降低，并且随着联合检测时隙数的增加，带来误码性能上的增益。

本发明采用的技术方案如下，其关键在于引入一个相位旋转因子θ，在发射端对星座点符号交替做预处理，来避免使用多时隙联合差分检测时所出现的错误情况，同时与传统方法相比可以提高频谱效率。

如图1所示，该系统A、B两端均配置2根天线，在每个时隙里，根据空间调制的原理激活一根天线用于APM符号的传输，另一根天线则作为接收天线。两端可以说是一种完全对称的结构。无线通信信道可以表示成如下形式：

其中h_ij(i,j∈{1,2})，代表A端的第i根天线和B端的第j根天线信道增益，h_A,h_B分别表示两端发射天线和接收天线之间的信道增益，假设其都服从单位方差的独立复高斯分布，并且为一个准静态信道，即在需要的多个时隙里基本保持不变或者变化缓慢。

由于采用了空间调制技术，需要对比特信息和天线序号以及APM符号直接做一个映射，首先将输入的比特流数据每L个分成一组，其中L＝log₂(Nt)+log₂(M)，由于此时天线数量固定为2，所以每个时隙里单边的频谱效率为L＝1+log₂(M)，M为星座点的调制阶数。假设采用BPSK调制，L＝2，将输入数据每两个分成一组，前者用于发射天线的选择，后者用于星座点符号的选择。因为两端是对称的，B端也进行同样的处理，一部分比特信息用于选择发射天线，另一部分则选择发射的星座点符号。所以本文后续主要以B端发射A端接收来进行研究分析。

本发明介绍一种2时隙联合差分检测的方法。在这两个时隙里，均采用常规的空间调制，但特别之处在于交替对发射符号进行预处理。如在时隙k，A端对要发送的符号乘上一个相位旋转因子，B端无变化，在时隙k+1，两端交换，B端对要发送的符号乘上一个相位旋转因子，而A端保持不变。假设第k个时隙B端发射的符号为这也是所希望接收的符号，A端发射符号同时也是本地发射机的自干扰符号，表示加性高斯白噪声，其功率为N₀，θ为一个已知的相位旋转因子，所以A端在时隙k里所接收的符号可以有如下表示：

其中a_k，b_k∈{1，2}，表示第k个时隙里A、B两端的发射天线序号，同时定义该时隙的接收天线序号为同样的可以写出时隙k+1里的接收符号：

由于其对称性，B端的接收符号同样也可以写出，这里不再单独说明。值得注意的是，由于两端距离较远而引起的衰落，SI的功率远大于期望信号的功率，因此，如果没能有效的消除SI，几乎不可能直接从接收信号中检测出有信息。

多时隙联合差分检测

在这里假设本地接收机(A端)已知自己所发送的信号，并且自干扰信道增益系数不变。将时隙k和时隙k+1的接收信号分别乘上另一个时隙的本地发射信号，再做差，得到一个新的用于检测的接收符号，该方法称为2时隙联合差分检测，其具体表达式如下：

从式子中可以看出，做差将SI抵消掉，进而转换成了本地符号和期望符号之间的干扰，因为进行功率归一化之后，发射符号平均功率为1，θ只调整了相位，所以单个噪声功率仍保持不变，并且远远小于原始的自干扰信号，因此可以通过合理的手段进行检测，假设接收端已知完整的信道状态信息，通过ML联合检测可以得到B端两个时隙内的所发送的所有信息，其表示形式如下：

A、B两端接收机通过遍历2M种发射天线序号和星座符号的组合，选择与接收符号欧式距离最为接近的进行译码便可恢复出原始数据。

该式子中θ的真正目的其实是在接收检测时改变的角度，所以在发射端才会交替对发射的符号乘上相位旋转因子，用以解决该种检测方法的弊端。下面进行差错分析，具体说明引入该因子所带来的优势。如果发射端没有对星座点符号进行预处理，在两个时隙内的接收符号如下：

基本形式保持一样，同样在接收端交替乘上另一个时隙里本地所发送的符号，再进行做差处理，可以得到如下形式：

采用ML检测可以写成如下形式：

其中发射端使用M-PSK/M-QAM调制，如果前后两个时隙对方所发射的期望符号和本地干扰符号的乘积相等，即而恰好前后两个时隙所选择的发射天线也为同一根，即那么做差之后该项为0。那么检测时，不论两个时隙里都选择的天线1还是天线2，该项结果都相同，即两种情况下的最小欧式距离相同，导致系统无法正确判断。所以传统的2×2空间调制的全双工系统强制在两个时隙里选择不同的发射天线，即时隙1正常的进行空间调制，激活某根为发射进行，剩余一根作为接收天线，而时隙2使用时隙1的接收天线作为发射天线，相当于收发天线交替改变。这样做可以避免多时隙联合检测所带来的问题，但另一方面也导致空间维度降低，即减少了频谱效率。所以引入相位旋转因子可以很好的解决上述情况。

最佳相位旋转因子

通过引入相位旋转因子来避免多时隙联合检测的弊端，同时提高频谱效率。当然在不同的旋转角度下，系统的误码性能也会表现有所差异。现进行最佳旋转角度的分析，假如采用BPSK调制，即对应的星座点取值为+1，-1。对发射星座点进行旋转相当于对星座图的扩展，由平面空间的对称性可知，旋转的有效角度为(0，90°)。假如且为复平面空间的一个任意向量，由于那么在相乘之后，两个向量的关系为重合或者反向，如果重合，相减为0，不能正常判定。现对进行角度旋转。随着角度的增大，原始重合的两个向量之间的距离为逐渐增大，记为l₁，原始反向的两个向量之间的距离会逐渐变短，记为l₂，由于两种状况出现是等可能的，期望他们的平均欧式距离，即(l₁+l₂)/2能够达到最大，显然这个角度为45°，此时，旋转之后的向量会跟原向量呈垂直关系，平均欧式距离达到最大值，即

以同样的方法来对QPSK调制进行分析，根据对称性，可得其有效角度为(0，45°)，所以两个信道增益向量的关系可能是重合，反向或垂直，且四种情况出现概率相等。随着旋转角度增加，原本重合的两个向量距离会增加，记为l₁，关系呈反向的则减少，记为l₂，分别垂直的向量距离一个增加一个减少，记为l₃、l₄。所以平均欧式距离为(l₁+l₂+l₃+l₄)/4，显然当旋转的角度为22.5°时，其平均欧式距离能够达到最大，即

附图说明

图1为本发明的系统框图；

图2为BSPK星座点旋转和欧式距离变化示意图；

图3为QPSK星座点旋转和欧式距离变化示意图；

图4为2×2空间调制全双工系统A、B端点的结构及原理图；

图5为采用BPSK调制在固定信噪比下不同旋转角度的误码性能对比图；

图6为采用QPSK调制在固定信噪比下不同旋转角度的误码性能对比图；

图7为采用BPSK调制在2时隙、3时隙模式下(B发A收)与传统SM误码性能对比图；

图8为采用QPSK调制在2时隙、3时隙模式下(B发A收)与传统SM误码性能对比图。

具体实施方式

图4中展示了2×2空间调制全双工系统模型。该模型在传统的系统模型上增加了一个预编码模块，即对即将发送的符号交替乘上相位旋转因子。接下来通过实施例详细描述本发明的技术方案。

实施例

1)2时隙联合差分检测模型

现假设一个空间调制全双工系统两端各有2根天线，采用QPSK调制，最佳相位旋转因子为e^jπ/8，检测采用2时隙联合差分检测。下面给出一个在这种情况下A端的比特数据、天线序号和传输符号的映射表。

表1在2时隙联合差分检测系统模型下的调制映射表

此表格为系统A端的一个调制映射表，B端跟A端在预编码的时隙上恰好相反，时隙k正常发射，时隙k+1进行预处理，这里不再单独给出。所以假如时隙1的比特数据为011，则激活天线1发射星座点符号-e^j5π/8，天线2作为接收天线，时隙2的比特数据为110，则激活天线2发射星座点符号-e^jπ/8，天线1作为接收天线，以此类推。接收检测时采用前面所提出的2时隙联合差分检测，可以同时检测出k时隙和k+1时隙的所有比特数据

2)3时隙联合差分检测模型

为了获得更好的误码性能，可以增加联合检测的时隙数，现给出一种3时隙联合差分检测模型。假设系统两端各有2根天线，采用BPSK调制，最佳相位旋转因子为e^jπ/4。这种模式下，第k和k+2时隙采用相同方法，即对发射的符号乘上相位旋转因子，第k+1时隙为常规的空间调制，简单来说，即对发射符号的预处理在不同时隙下是交替进行的。下面首先给出一个在这种情况下A端的比特数据、天线序号和传输符号的映射表。

表2在3时隙联合差分检测系统模型下的调制映射表

在采用这种检测模型下，A端在3个时隙收到的信号表达式如下：

此时，要求h_A在3个时隙内不变，在经过交叉符号相乘和差分处理后其表达式如下：

这样可以将3个时隙里的自干扰消除进而转化成符号间干扰，再通过普通的ML检测便可以解调出原始的比特数据，其形式如下：

同样的，可以继续将这种检测方法进行推广，如4时隙联合差分检测或者更多。虽然这样可以带来更好的误码性能，但是检测的复杂程度会急剧上升。比如4时隙联合差分检测就是2个2时隙联合差分检测的叠加，但是在一个周期内将之前2个周期的所有比特信息解调恢复，使得ML检测时所遍历的组合数呈指数形式增加，检测过于复杂，所以更多时隙联合差分检测的方法一般不会采用。

下面结合仿真结果对本文所提出的方案与传统的空间调制的误码性能进行分析讨论。首先给出了2时隙和3时隙模式采用BPSK或QPSK的在固定信噪比和不同的相位旋转因子下的误码率对比图，即图5和图6。然后给出了本文发明与传统空间调制在相同频谱效率的误码性能对比图，即图7、图8。

从图5、图6可以看出随着旋转角度在一定范围内的增加，系统在相同信噪比下的误码性能会先提高然后下降，其中间存在一个最佳转角度。通过仿真可以看出采用BPSK、QPSK调制的最佳旋转角度分别为45°和22.5°，这也证明了前文通过几何法进行分析的正确性。

从图7可以看出基于空间调制的全双工系统如果采用BPSK调制，其单端(B发A收)的频谱效率为L＝1+log₂(2)＝2bps/Hz，整个系统的频谱效率则为4bps/Hz，普通空间调制为了达到相同的要求，即在发射天线为2的情况下则必须采用8PSK。2时隙联合差分检测下，两者在低信噪比下误码性能几乎相同，高信噪比下前者略有增益。如果系统采用3时隙联合差分检测，则误码性能有较大提升，高信噪比下增益约为3～4dB。

从图7可以看出基于空间调制的全双工系统如果采用QPSK调制，其单端(B发A收)的频谱效率为L＝1+log₂(4)＝3bps/Hz，整个系统的频谱效率则为6bps/Hz，普通空间调制为了达到相同的要求，即在发射天线为2的情况下则必须32QAM。2时隙联合差分检测下，两者误码性能几乎相同；如果系统采用3时隙联合差分检测，前者则误码性能有较大提升，高信噪比下增益约为5～6dB。

Claims (1)

1.基于空间调制的全双工通信系统，该系统为2×2采用空间调制的全双工通信系统，定义系统两端为A、B端，A、B两端均配置2根天线，在每个时隙里，根据空间调制的原理激活一根天线用于APM符号的传输，另一根天线则作为接收天线，无线通信信道为：

其中h_ij(i,j∈{1,2})，代表A端的第i根天线和B端的第j根天线信道增益，h_A,h_B分别表示两端发射天线和接收天线之间的信道增益，假设其都服从单位方差的独立复高斯分布，并且为一个准静态信道；所述系统采用2时隙联合差分检测的方法，其特征在于：

在这2个时隙里，交替对发射符号进行预处理，具体为：

在时隙k，A端对要发送的符号乘上一个相位旋转因子，B端无变化，在时隙k+1，两端交换，即B端对要发送的符号乘上一个相位旋转因子，而A端保持不变；

设定B端发射A端接收，假设第k个时隙B端发射的符号为A端发射符号 表示加性高斯白噪声，其功率为N₀，θ为一个已知的相位旋转因子，则A端在时隙k里所接收的符号表示为：

其中a_k，b_k∈{1，2}，表示第k个时隙里A、B两端的发射天线序号，同时定义该时隙的接收天线序号为同样时隙k+1里的接收符号为：

2时隙联合差分检测：

假设本地接收机已知发送的信号，并且自干扰信道增益系数不变；将时隙k和时隙k+1的接收信号分别乘上另一个时隙的本地发射信号，再做差，得到一个用于检测的接收符号：

设定单个噪声功率保持不变，并且远远小于原始的自干扰信号，假设接收端已知完整的信道状态信息，通过ML联合检测得到两个时隙内的所有信息，其表示形式如下：

通过遍历2M种发射天线序号和星座符号的组合，选择与接收符号欧式距离最为接近的进行译码便可恢复出原始数据。