CN109298743A - 穿过负载开关的易感涌入电流的控制方法及对应的电子电路 - Google Patents

Abstract

本公开的实施例涉及穿过负载开关的易感涌入电流的控制方法及对应的电子电路。电子电路包括开关，该开关被耦合在输入端子和输出端子之间，输入端子旨在接收第一电压，输出端子被耦合到解耦电容器并且还旨在被耦合到负载。比较级被配置为比较第一电压和存在于输出端子处的第二电压。第一调节级被配置为限制在输入端子和输出端子之间流动的正涌入电流，并且第二调节级被配置为限制在输出端子和输入端子之间流动的负涌入电流。控制电路被配置为根据比较的结果来激活第一调节级或第二调节级。

Description

穿过负载开关的易感涌入电流的控制方法及对应的电子电路

相关申请的交叉引用

本申请要求2017年7月24日提交的法国专利申请第1756995号的优先权，该申请以引用方式被并入本文。

技术领域

本发明的实施例涉及穿过负载开关的易感涌入电流的控制方法，以及对应的电子电路。

背景技术

一般地，常规充电开关通常包括具有低阈值电压的P型MOS开关晶体管。为了在晶体管的“导通”状态下获得较低的电阻，相对于同一电子电路中的其他晶体管，该P型MOS晶体管的额定值通常较大。

此外，解耦电容器(或“旁路电容器”)通常被使用以便被并联耦合到负载。

该充电开关可以被连接或不被连接到电源。

当电源开始被接通时，当充电开关处于“导通”状态并且解耦电容器未被充电时，随着电容器开始充电，从电源流向解耦电容器的正涌入电流发生。这种正涌入电流的典型幅度可能会达到几安培。

附加地，当电容器被充电并且当电源被程度不同地快速设置为零时，随着电容器开始放电，从解耦电容器流到电源的负涌入电流发生。这种负涌入电流的典型幅度可能会达到数百毫安。

这些正向和负向涌入电流在操作上是危险的，因为它们比标称电流(针对标称电流，电路被额定)大得多。

常规解决方案提供了对第一正涌入电流的控制。然而，这样的解决方案不能限制可能的负涌入电流，并且无法跟随相关联的电源的电压的新变化。

另一种常规解决方案提供了对精确电流源的使用，例如基于禁带(或“带隙”)原理。尽管如此，这种解决方案不仅增加了电子电路的复杂性，而且还增加了其能量消耗。

发明内容

本发明的实施模式和实施例涉及电子电路，特别是包括被耦合在电源和负载之间的至少一个开关(以下称为“充电开关”)的电子电路，更具体地，涉及对当电源被连接到开关或从开关被断开时易于在开关中流动的涌入电流的控制。

本发明的实施例提供了具有低复杂度和低能量消耗的解决方案，其使得可以限制易于流过充电开关的正涌入电流和负涌入电流。

根据一个方面，一种方法可以被用于控制由于流过被耦合在输入端子和输出端子之间的开关而产生的涌入电流，输入端子易于接收第一电压，输出端子被耦合到解耦电容器和负载。该方法包括第一电压与存在于输出端子处的第二电压之间的比较，以及根据比较的结果对第一调节级或第二调节级的激活，该第一调节级或第二调节级被配置为分别限制在输入端子和输出端子之间流动的正涌入电流或在输出端子和输入端子之间流动的负涌入电流。

根据一种实施模式，如果第一电压高于第二电压，则第一调节级被激活以便限制正涌入电流，并且如果第二电压高于第一电压，则第二调节级被激活以便限制负涌入电流。

这种方法有利地使得可以首先确定涌入电流的方向(即正或负)，然后选择性地激活专用于这种涌入电流的调节级，以便适当地限制它。

根据另一方面，电子电路包括开关，该开关被耦合在输入端子和输出端子之间，输入端子旨在接收第一电压，输出端子被耦合到解耦电容器并且还旨在被耦合到负载。比较级被配置为比较第一电压和存在于输出端子处的第二电压。控制电路被配置为根据第一电压和第二电压之间的比较的结果来激活第一调节级或第二调节级，该第一调节级或第二调节级分别被配置为限制正涌入电流或负涌入电流。

根据一个实施例，如果第一电压大于第二电压，则控制电路被配置为激活第一调节级以便限制正涌入电流，并且如果第二电压大于第一电压，则控制电路被配置为激活第二调节级以便限制负涌入电流。

开关可以例如包括开关晶体管，并且第一调节级可以例如包括：第一检测电容器、第一参考电流模块以及第一电压调节模块，该第一检测电容器被配置为经由第一电流镜模块将第二电压的正变化转换为第一中间电流的变化，该第一参考电流模块被配置为生成第一参考电流，该第一电压调节模块被配置为，如果第一中间电流大于第一参考电流，则增加开关晶体管的栅极的电压。

开关可以例如包括开关晶体管，并且第二调节级可以例如包括：第二检测电容器、第二参考电流模块以及第二电压调节模块，该第二检测电容器被配置为经由第二电流镜模块将第二电压的负变化转换为第二中间电流的变化，该第二参考电流模块被配置为生成第二参考电流，该第二电压调节模块被配置为，如果第二中间电流大于第二参考电流，则增加开关晶体管的栅极的电压。

根据一个实施例，开关晶体管是pMOS类型。

根据另一实施例，第一电压调节模块和第二电压调节模块分别包括pMOS型晶体管，其源极被耦合到第一电压和第二电压中的较大电压，并且其漏极被耦合到开关晶体管的栅极。

根据又一实施例，第一参考电流模块和第二参考电流模块基本相同，第一参考电流和第二参考电流基本相同，并且第一电压调节模块和第二电压调节模块基本相同。

有利地，电路可以例如以集成的方式被实施。

根据另一方面，提出了一种电子系统，特别是由至少一个电池供电，该电子系统包括至少一个如上所限定的电路。

根据又一方面，提出了一种电子装置，诸如蜂窝移动电话、平板计算机或膝上型计算机，该电子装置包括至少一个如上所限定的系统。

附图说明

在查阅完全非限制性的实施模式和实施例的具体描述以及附图时，本发明的其他优点和特性将变得显而易见，其中：

图1至图4示意性地示出了本发明的实施模式和实施例。

具体实施方式

图1中的附图标记1指代电子装置，这里例如是由电池BAT供电的蜂窝移动电话。

移动电话1包括以集成方式被实施的电子系统SE。电子系统SE进一步包括电子电路CE，该电子电路CE包括低压差电压调节器2、充电开关电路3、解耦电容器4和充电电路5。低压差电压调节器2具有常规结构，并且由本领域技术人员通过首字母缩略词“LDO”已知。该调节器2被耦合在电池的电压VBAT和地GND之间，并且在输出端子BS处提供输出电压VOUT。

充电开关电路3被耦合在输入端子BE和低压差电压调节器2的输出端子BS之间。解耦电容器4被耦合在输出端子BS和地GND之间。在本示例中的充电电路5是通用集成电路卡，通常由本领域技术人员通过首字母缩略词“UICC”已知。

通过非限制性示例的方式，输入端子BS可以被耦合到电源轨，电源轨由电子系统SE提供并且不同于电池电压VBAT。例如，输入端子BE可以接收输入电压VIN，其值大于零且小于或等于电池的电压VBAT。例如，电压VIN可以由电源、低压差电压调节器提供。

移动电话1可以以几种模式操作，包括正常模式和待机模式。

当电话1在正常模式下运行时，电压调节器2由电压VBAT供电，并在输出端子BS处递送输出电压VOUT。充电开关电路3处于“断开”状态，并且因此充电电路5和解耦电容器4由输出电压VOUT供电。

当电话1在待机模式下运行时，电压调节器2被断开并且充电开关电路3处于“接通”状态。因此，解耦电容器4和充电电路5由输入电压VIN供电，以便提高系统SE的能量效率。

如果在开关电路3接通时输入电压VIN已经被建立，则输出端子BS处存在的电压VOUT小于输入端子BE处存在的输入电压VIN。

被施加在充电开关电路3上的电压的正快速变化Δ(VIN-VOUT)导致正涌入电流CE+，正涌入电流CE+从输入端子BE流到输出端子BS，从而对解耦电容器4充电。

当解耦电容器4被充电时以及当输入电压VIN被程度不同地快速设置为零时，被施加在充电开关电路3上的电压的负快速变化Δ(VIN-VOUT)导致负涌入电流CE-，负涌入电流CE-从输出端子BS流到输入端子BE，从而对解耦电容器4放电。

因此，控制电路被提供，其旨在限制这些涌入电流，并且这些涌入电流将在下文中更详细地被描述。

现在参考图2，以非常示意性地示出充电开关电路3的示例。

充电开关电路3包括充电开关6、比较级7和控制电路8。充电开关6包括P型MOS开关晶体管TC，其源极被耦合到输入端子BE，其漏极被耦合到输出端子BS，并且其衬底被耦合到输入VIN和输出VOUT电压中的较大电压。比较级7被配置为比较输入电压VIN和输出电压VOUT，并根据比较的结果递送选择信号SS。控制电路8被耦合到开关晶体管TC的栅极G，并且包括第一调节级ER1和第二调节级ER2。

控制电路8被配置为根据选择信号SS激活第一调节级ER1或第二调节级ER2。每个调节级ER1或ER2被配置为调节开关6的栅极的电压，以便分别限制正涌入电流CE+或负涌入电流CE-。

通过示例的方式，控制电路8可以进一步包括：控制级EC，其被配置为选择性地激活第一调节级ER1或第二调节级ER2；第一反相器级EI1，其输出被耦合到开关晶体管TC的栅极G；以及第二反相器级EI2，其输出也被耦合到开关晶体管TC的栅极G。

第一反相器级EI1在此包括例如三态电压反相器9，三态电压反相器9由输入电压VIN和输出电压VOUT中的较大电压和地GND供电。电压反相器9的结构本身对于本领域技术人员而言是已知的。该反相器9在其第一输入端接收第一控制信号SC1，以在其输出端反转在开关的栅极上，并且在其第二输入端处接收第二控制信号SC2以使得能够实现三态电压反相器9的操作。

当第二控制信号SC2处于低状态时，第一控制信号SC1被反转在开关晶体管TC的栅极G上。在相反的情况下，也就是说，当第二控制信号SC2处于高状态时，电压反相器9处于高阻抗状态。

应该注意的是，第一反相器级EI1对于充电开关电路3不是不可或缺的，并且如果第二控制信号SC2处于低状态，则假定开关3的输入电压VIN在上游被处理，以便限制可能导致正或负涌入电流CE+、CE-的快速变化。

当第一反相器级EI1正在运行时，第二反相器级EI2、第一调节级ER1和第二调节级ER2、以及比较器级7都被配置为停用。

第二反相器级EI2在此包括例如所谓的“饥饿型”电压反相器10，“饥饿型”电压反相器10具有受限的电流。当第二控制信号SC2处于高状态时，该放大器10在输入电压VIN和输出电压VOUT中的较大电压与地GND之间通过参考电流源SCR供电。

第二反相器级EI2在其输入端接收第一控制信号SC1并在其输出端递送开关晶体管TC的栅极电压VG。

参考电流源SCR可以是简单的电流源，例如包括电流镜，电流镜产生与绝对温度成比例的电流。该电流源例如也可以被用在下文中将被详细描述的第一调节级ER1和第二调节级ER2中。

应该注意的是，当反相器10将开关晶体管TC的栅极电压VG向下拉时，参考电流源SCR旨在限制电压反相器10的力，以便允许第一调节级ER1或第二调节级ER2将栅极电压VG向上拉。

比较器级7在其正输入端接收输入电压VIN，并在其负输入端接收输出电压VOUT，并在其输出端递送选择信号SS。

当输入电压VIN大于输出电压VOUT时，选择信号SS例如处于低状态。

在相反的情况下，输入电压VIN小于输出电压VOUT，并且选择信号SS处于高状态。

控制级EC旨在接收第二控制信号SC2和选择信号SS，并且被配置为根据控制信号SC2和选择信号SS，来分别向第一调节级ER1和第二调节级ER2递送第一激活信号SA1和第二激活信号SA2。控制级EC可以例如用常规的逻辑电路来实施。

当第二控制信号SC2处于高状态并且选择信号SS处于低状态时，第一激活信号SA1处于高状态。在该情况下，第一调节级ER1被激活。

当第二控制信号SC2处于高状态并且选择信号SS处于高状态时，第二激活信号SA2处于高状态。在该情况下，第二调节级ER2被激活。

现在参考图3，以示意性地示出第一调节级ER1的示例性实施例。

第一调节级ER1包括第一检测电容器CD1，第一检测电容器CD1被耦合到输出电压VOUT，并且被配置为将输出电压VOUT的正变化转换为第一内部电流Iint1的变化。第一电流镜模块MMC1在此例如包括本身已知并且具有等于N的电流传输比的nMOS类型的第一电流镜。第一参考电流模块MCR1被配置为生成第一参考电流Iref1。第一电压调节模块MRT1包括pMOS型的第一晶体管TC1，其栅极被耦合到第一参考电流模块MCR1的输出端和第一电流镜模块MMC1的输出端，并且其源极被耦合到输入电压VIN和输出电压VOUT中的较大电压，并且其漏极被耦合到开关6的栅极。

第一电流镜模块MMC1包括以二极管样式被布置的第一电流镜nMOS晶体管TNMC1，其漏极经由pMOS型的第一辅助晶体管TAP1被耦合到电池电压VBAT。

在其栅极处，晶体管TAP1接收第一激活信号SA1。当第一激活信号SA1处于低状态时，晶体管TAP1处于其“导通”状态。晶体管TNMC1因此被电池电压VBAT偏置。应该注意，图3中所示的参考是与第一激活信号SA1互补的信号。

当第一激活信号SA1处于高状态时，晶体管TAP1处于其“断开”状态。电压VOUT的正变化经由第一检测电容器CD1转换为第一内部电流Iint1的变化。

当第一激活信号SA1处于低状态时，第一电流镜模块MMC1借助于经由晶体管TAP1对晶体管TNMC1的偏置而进行操作。

该动态结构有利地仅在第一激活信号SA1处于高状态时才允许激活第一调节级ER1。

第一电流镜模块MMC1被配置为基于第一内部电流Iint1生成第一中间电流N*Iint1。

如果第一中间电流N*Iint1变得大于第一参考电流Iref1，则第一晶体管TC1的栅极的电压下降，并且因此开关晶体管TC的栅极VG的电压被上拉。

第一调节级ER1还包括第一稳定模块MS1，其本身对本领域技术人员是已知的，并且被配置为稳定第一调节级ER1。

因此，开关晶体管TC的栅极源极电压被降低，从而减小从输入端子BE流向输出端子BS的正涌入电流CE+。

类似地，现在参考图4以示意性地示出第二调节级ER2的示例性实施例。

第二调节级ER2包括：

第二检测电容器CD2，其被耦合到输出电压VOUT，并且被配置为将输出电压VOUT的负变化转换成第二内部电流Iint2的变化，

第二电流镜模块MMC2，其在此处包括例如pMOS类型的第二电流镜MCP以及nMOS型的第二电流镜MCN，电流镜MCP和电流镜MCN本身是已知的并且分别具有等于O和P的电流传输比，

第二参考电流模块MCR2，其被配置为生成第二参考电流Iref2，以及

第二电压调节模块MRT2，包括：

pMOS型的第二晶体管TC2，其栅极被耦合到第二参考电流模块MCR2的输出端和第二电流镜模块MMC2的输出端，并且其源极被耦合到输入电压VIN和输出电压VOUT中的较大电压，并且其漏极被耦合到开关晶体管TC的栅极G。

通过指示的方式，充电开关电路3可以接收参考电流，例如与绝对温度成比例的电流(“与绝对温度成比例电流”)，其被复制以产生第一参考电流模块MCR1和第二参考电流模块MCR2的参考电流源SCR的电流。

pMOS型的第二电流镜MCP包括以二极管样式被布置的电流镜pMOS晶体管TPMC，其漏极经由nMOS型的辅助晶体管TAN被耦合到地GND。

在其栅极处，晶体管TAN接收与第二激活信号SA2互补的信号当第二激活信号SA2处于低状态时，互补信号处于高状态。晶体管TAN因此处于其“接通”状态。因此晶体管TPMC经由地GND被偏置。

当第二激活信号SA2处于高状态时，互补信号SA2处于低状态。晶体管TAN处于其“断开”状态。电压VOUT的负变化经由第二检测电容器CD2被转换为第二内部电流Iint2的变化。

nMOS型的第二电流镜MCN包括以二极管样式被布置的第二电流镜nMOS晶体管TNMC2，其漏极经由pMOS型的第二辅助晶体管TAP2被耦合到电池电压VBAT。

正如上文针对第一电流镜nMOS晶体管TNMC1和第一辅助晶体管TAP1所描述的，当第二激活信号SA2处于低状态时，晶体管TAP2被配置为处于“接通”状态，以便允许晶体管TNMC2被电池电压VBAT偏置。

当第二激活信号SA2处于低状态时，第二电流镜模块MMC2借助于经由晶体管TAN对晶体管TPMC的偏置以及借助于经由晶体管TAP2对晶体管TNMC2的偏置而进行操作。

仅当第二激活信号SA2处于高状态时，这些动态结构才有利地允许激活第二调节级ER2。

应该注意，第一激活信号SA1或第二激活信号SA2恰好在需要激活第一调节级ER1或第二调节级ER2的时刻被设置，这是由于第一调节级ER1和第二调节级ER2包括动态结构，如上所述。

第二电流镜模块MMC2被配置为基于第二内部电流Iint2生成第二中间电流O*P*Iint2。应该注意，pMOS型的第二电流镜MCP具体配置为生成电流O*Iint2，其方向适合于经由nMOS型的第二电流镜MCN生成第二中间电流O*P*Iint2。

如果第二中间电流O*P*Iint2变得大于第二参考电流Iref2，第二晶体管TC2的栅极的电压降低，并且开关晶体管TC的栅极电压VG因此被上拉。

此外，第二调节级ER2包括第二稳定模块MS2，其本身对本领域技术人员是已知的，并且其被配置为稳定第二调节级ER2。

因此，开关晶体管TC的栅极源极电压被降低，以便减少从输出端子BS流到输入端子BE的负涌入电流CE-。

本发明不限于刚刚已被描述的实施例，而是包括其所有变体。

通过非限制性示例，第一参考电流模块和第二参考电流模块(MCR1、MCR2)可以基本相同。

此外，第一参考电流和第二参考电流(Iref1、Iref2)可以基本相同，并且第一电压调节模块和第二电压调节模块(MRT1、MRT2)可以基本相同。

Claims (17)

1.一种通过流过开关的电流来控制涌入电流的方法，所述开关被耦合在输入端子和输出端子之间，所述输入端子接收第一电压，所述输出端子被耦合到解耦电容器和负载，所述方法包括：

比较所述第一电压和存在于所述输出端子处的第二电压；以及

根据所述比较的结果，激活第一调节级或第二调节级，所述第一调节级限制在所述输入端子和所述输出端子之间流动的正涌入电流，所述第二调节级限制在所述输出端子和所述输入端子之间流动的负涌入电流。

2.根据权利要求1所述的方法，其中当所述第一电压高于所述第二电压时，所述第一调节级被激活以限制所述正涌入电流，并且其中当所述第二电压高于所述第一电压时，所述第二调节级被激活以限制所述负涌入电流。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一调节级通过以下方式限制所述正涌入电流：

将所述第二电压的正变化转换为第一中间电流的变化；

生成第一参考电流；以及

如果所述第一中间电流大于所述第一参考电流，则增加所述开关的开关晶体管的栅极的电压。

4.根据权利要求3所述的方法，其中所述第二调节级通过以下方式限制所述负涌入电流：

将所述第二电压的负变化转换为第二中间电流的变化；

生成第二参考电流；以及

如果所述第二中间电流大于所述第二参考电流，则增加所述开关晶体管的所述栅极的电压。

5.一种电子电路，包括：

开关，所述开关被耦合在输入端子和输出端子之间，所述输入端子旨在接收第一电压，所述输出端子被耦合到解耦电容器并且还旨在被耦合到负载；

比较级，所述比较级被配置为比较所述第一电压和存在于所述输出端子处的第二电压；

第一调节级，所述第一调节级被配置为限制在所述输入端子和所述输出端子之间流动的正涌入电流；

第二调节级，所述第二调节级被配置为限制在所述输出端子和所述输入端子之间流动的负涌入电流；以及

控制电路，所述控制电路被配置为根据所述比较的结果来激活所述第一调节级或所述第二调节级。

6.根据权利要求5所述的电路，其中，

所述控制电路被配置为：当所述第一电压大于所述第二电压时激活所述第一调节级，以限制所述正涌入电流；以及

所述控制电路被配置为：当所述第二电压大于所述第一电压时激活所述第二调节级，以限制所述负涌入电流。

7.根据权利要求6所述的电路，其中所述开关包括开关晶体管，并且所述第一调节级包括：

第一检测电容器，所述第一检测电容器被配置为经由第一电流镜模块将所述第二电压的正变化转换成第一中间电流的变化；

第一参考电流模块，所述第一参考电流模块被配置为生成第一参考电流；以及

第一电压调节模块，所述第一电压调节模块被配置为：如果所述第一中间电流大于所述第一参考电流，则增加所述开关晶体管的栅极的电压。

8.根据权利要求7所述的电路，其中所述第二调节级包括：

第二检测电容器，所述第二检测电容器被配置为经由第二电流镜模块将所述第二电压的负变化转换成第二中间电流的变化；

第二参考电流模块，所述第二参考电流模块被配置为生成第二参考电流；以及

第二电压调节模块，所述第二电压调节模块被配置为：如果所述第二中间电流大于所述第二参考电流，则增加所述开关晶体管的所述栅极的电压。

9.根据权利要求8所述的电路，其中：

所述第一参考电流模块和所述第二参考电流模块基本相同；

所述第一参考电流和所述第二参考电流基本相同；以及

所述第一电压调节模块和所述第二电压调节模块基本相同。

10.根据权利要求9所述的电路，其中所述开关晶体管包括pMOS晶体管。

11.根据权利要求10所述的电路，其中所述第一电压调节模块和所述第二电压调节模块均包括pMOS晶体管，所述pMOS晶体管具有被耦合到承载所述第一电压和所述第二电压中的较大电压的节点的源极，以及被耦合到所述开关晶体管的所述栅极的漏极。

12.根据权利要求7所述的电路，其中所述开关晶体管包括pMOS晶体管。

13.根据权利要求5所述的电路，其中所述开关、所述比较级、所述第一调节级、所述第二调节级和所述控制电路被集成在单个半导体管芯中。

14.根据权利要求5所述的电路，进一步包括被耦合到所述第一调节级的电池。

15.根据权利要求5所述的电路，其中所述电路是蜂窝移动电话、平板计算机或膝上型计算机的一部分。

16.一种电子电路，包括：

开关，所述开关被耦合在输入端子和输出端子之间，所述输入端子旨在接收第一电压，所述输出端子被耦合到解耦电容器并且还旨在被耦合到负载；

用于比较所述第一电压和存在于所述输出端子处的第二电压的装置；

用于限制在所述输入端子和所述输出端子之间流动的正涌入电流或者用于限制在所述输出端子和所述输入端子之间流动的负涌入电流的装置。

17.根据权利要求16所述的电子电路，其中用于限制的装置响应于用于比较的装置的结果而进行操作。