CN109254609B - 分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法 - Google Patents

Abstract

一种分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，由包括自耦补偿式三相主电路单元、补偿控制单元、触发单元、保护驱动单元的三相交流稳压器实现。补偿控制单元由包括采样比较电路、延时保护电路、触发选通配置电路、检错判别电路的三个补偿控制电路组成，分别对三相相电压进行采样，输出三相的触发控制信号、不触发区控制信号、触发选通控制值判别信号；保护驱动单元依据三相触发选通控制值判别信号是否有效来对三相晶闸管开关组进行保护。所述方法能够调整输入电压波动范围的分区数量，改变补偿的方式与补偿精度；在实现互锁控制的同时，还对控制电路是否出现逻辑错误来对晶闸管开关组进行保护，有效地加强了针对三相稳压过程出现异常的保护力度。

Description

分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其是一种分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法。

背景技术

现有的补偿式单相和三相交流稳压器，其优点是稳压范围宽，波形几乎没有失真，整机效率高，负载适应性强。其原理是根据输入电压的高低情况，自动控制补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，利用初级侧工作绕组和次级绕组的变比关系，或者通过调整初级绕组上所加电压的方式，提供双向多档的电压补偿，从而实现调压稳压的目的。

现有补偿式交流稳压器的不足之处是：采用电机控制碳刷移动来改变向补偿变压器励磁线圈施加不同电压时，碳刷容易磨损，经常出现故障。采用电子开关切换的方式来进行补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，或者调整初级绕组上所加电压时，电子开关的延迟关断容易造成电源短路故障；采用单片机、PLC等的程序方式控制电子开关切换时，程序飞跑、死机等问题也会造成稳压器失效，或者是因控制逻辑错误造成电源短路故障。

发明内容

为了解决现有补偿式交流稳压器所存在的问题，本发明提供了一种分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，包括：

每一相中，将交流电源相电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间；对交流电源相电压的电压等级区间进行识别，得到M位触发选通控制值；对二极管触发配置矩阵中的配置开关进行配置，由二极管触发配置矩阵依据M位触发选通控制值选择并使相应的触发控制信号有效，控制晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态；晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态控制选择本相自耦变压器多个输出电压中的0个，或者是1个，或者是多个电压叠加，作为本相补偿变压器的励磁线圈电压，实现与电压等级区间对应的电压补偿状态；交流电源相电压的每个电压等级区间对应一个电压补偿状态；三相触发选通控制值中，有一个及一个以上无效时，控制三相晶闸管开关组处于保护状态；所述m大于等于3，M大于等于2且小于等于m。

控制三相晶闸管开关组处于保护状态的具体方法是，控制断开三相中所有自耦变压器的输入侧供电电压。

每一相中，触发选通控制值为M位二进制值；判别触发选通控制值是否有效的依据是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效；否则，触发选通控制值无效；触发选通控制值中的位为1有效，为0无效，即触发选通控制值信号中的高电平有效，低电平无效；或者是，触发选通控制值中的位为0有效，为1无效，即触发选通控制值信号中的低电平有效，高电平无效；共有M个触发选通控制值有效。

每一相中，对交流电源相电压的电压等级区间进行识别，得到M位触发选通控制值由采样比较电路实现；每一相中，采样比较电路包括交流电源相电压采样电路和多区间电压比较器电路，交流电源相电压采样电路将交流电源相电压有效值转换为交流电源相电压采样值。

每一相中，多区间电压比较器电路包括m-1个比较器，将输入电压与m-1个不同的阈值电压进行比较，输出m位比较输出值；m-1个比较器均采用正单电源供电。m-1个不同的阈值电压分别连接至m-1个比较器的反相输入端，输入电压同时连接至m-1个比较器的同相输入端；多区间电压比较器输出的m位比较输出值高电平有效，m位比较输出值中有且只有一位输出值有效；m-1个比较器中，阈值电压最高的比较器直接采用正单电源进行供电，其他比较器均采用可控电源进行供电；比较器采用可控电源供电时，只有在所有阈值电压比其高的比较器全部输出低电平时，可控电源向其正电源端进行供电，否则可控电源停止向其正电源端进行供电；比较器采用可控电源供电且可控电源停止向其正电源端进行供电时，输出低电平；m位比较输出值由m-1个比较器的输出值和最低区间判断值组成；当m-1个比较器的输出值全部为低电平时，最低区间判断值为高电平，否则，最低区间判断值为低电平。

每一相中，将交流电源相电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，通过调整采样比较电路的参数实现；进一步地，通过调整多区间电压比较器电路的参数实现。每一相中，多区间电压比较器电路还包括由上限阈值电位器、下限阈值电位器、多个中间分压电阻组成的多阈值电压输出电路，向m-1个比较器提供m-1个不同的阈值电压；调节上限阈值电位器和下限阈值电位器的参数值，能够将交流电源相电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，M个电压等级区间与采样比较电路输出的M个有效的M位触发选通控制值一一对应；M位触发选通控制值由m位比较输出值中的低M位组成，即M位触发选通控制值由多区间电压比较器电路中阈值电压最低的M-1个比较器的输出和最低区间判断值组成；M-1个最低的阈值电压分别为分隔M个电压等级区间的交流电源相电压值的电压采样值。

比较器采用可控电源供电时，输出端接有下拉电阻，只有在所有阈值电压比其高的比较器全部输出低电平时，可控电源向其正电源端进行供电，否则可控电源停止向其正电源端进行供电。采用或非门实现比较器可控电源供电功能，比较器的正电源端连接至或非门的输出端，或非门的输入端分别连接至所有阈值电压比其高的比较器的输出端。

多区间电压比较器电路中的比较器均优选采用单电源供电的低功耗轨到轨运放。

每一相中，晶闸管开关组中共有N个晶闸管；二极管触发配置矩阵包括m根触发控制行线、N根触发驱动列线；N根触发驱动列线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；在每根触发控制行线和每根触发驱动列线的交叉位置均设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置开关可以串联在二极管的阴极端，或者是串联在二极管的阳极端；触发控制行线信号为低电平有效时，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上；触发控制行线信号为高电平有效时，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上；所述N为大于等于4的整数。

每一相中，配置支路中配置开关的配置方法是，在m根触发控制行线中，选择其中的M根为触发选通控制行线；M根触发选通控制行线与M位触发选通控制值一一对应，一个有效的触发选通控制值对应使一根触发选通控制行线有效；每根触发选通控制行线信号有效时，对应一个晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态，且该通断组合状态中与需要导通晶闸管相对应的触发驱动列线的触发驱动列线信号有效，在该触发选通控制行线与N根触发驱动列线的配置支路中，将该触发选通控制行线与触发驱动列线信号有效的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为接通状态，其它配置支路中的配置开关配置为断开状态。

每一相中，当交流电源相电压波动使电压等级区间发生变化，导致触发选通控制值改变，需要切换晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态时，在晶闸管开关组中晶闸管的先后2种不同通断组合状态之间，维持一个不触发区时间，关断在晶闸管开关组中的所有晶闸管；所述维持一个不触发区时间由不触发区控制信号实现；控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效；不触发区控制信号有效时，维持一个不触发区时间。进一步地，所述触发选通控制值发生改变后，不触发区控制信号中单脉冲的宽度时间在10ms至30ms之间选取。

每一相中，控制晶闸管开关组的触发控制信号由延迟的触发选通控制值控制产生；延迟的触发选通控制值的信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

每一相中，对触发选通控制值是否有效进行判别；当处于维持一个不触发区时间状态，或者是触发选通控制值无效时，切断触发电路的供电电源，停止发出该相的触发脉冲。

每一相中，对触发选通控制值进行延迟，以及产生不触发区控制信号的功能由延时保护电路实现；对触发选通控制值是否有效进行判别由检错判别电路实现，检错判别电路输入延迟后的触发选通控制值并判别其是否有效，输出触发选通控制值判别信号。

所述分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法由包括自耦补偿式三相主电路单元、补偿控制单元、触发单元、保护驱动单元的三相交流稳压器实现。自耦补偿式三相主电路单元的每相主电路均包括补偿变压器、自耦变压器、晶闸管开关组、继电器保护电路；补偿控制单元输出三相触发控制信号至触发单元；触发单元根据输入的触发控制信号，发出触发信号至自耦补偿式三相主电路单元，控制三相晶闸管开关组中晶闸管的通断；补偿控制单元同时输出三相不触发区控制信号和三相触发选通控制值判别信号至保护驱动单元，保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来停止/启动对三相晶闸管开关组的保护，同时依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源。

补偿控制单元由三个结构相同的补偿控制电路组成；三个补偿控制电路分别对三相交流电源相电压进行电压采样，输出三相触发控制信号、三相不触发区控制信号、三相触发选通控制值判别信号。

每一相的补偿控制电路均包括功能与结构相同的采样比较电路、延时保护电路、触发选通配置电路、检错判别电路，每一相的延时保护电路功能与结构相同；每一相的采样比较电路功能与结构相同。每一相的检错判别电路功能与结构相同。

每一相的触发选通配置电路功能与结构相同，均包括二极管触发配置矩阵。每一相中，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法是，N根触发驱动列线信号一一对应直接作为N个晶闸管的触发控制信号；一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法或者是，所述触发选通配置电路还包括触发控制信号驱动电路；触发控制信号驱动电路的输入为N根触发驱动列线的信号，输出为一一对应的N个晶闸管的触发控制信号。

保护驱动单元控制断开三相中所有自耦变压器的输入侧供电电压来使三相晶闸管开关组处于保护状态下。三相晶闸管开关组处于保护状态下，三相触发选通控制值判别信号全部恢复为有效时，保护驱动单元自动停止三相晶闸管开关组的保护状态。

保护驱动单元依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源的具体方法是，当三相触发选通控制值判别信号中有一个及一个以上无效时，控制断开触发单元中所有三相触发电路的电源；当三相触发选通控制值判别信号全部有效时，每一相中，不触发区控制信号有效则断开触发单元中同相触发电路的电源，否则，接通触发单元中同相触发电路的电源，同相触发电路正常工作，依据输入的触发控制信号发出触发脉冲。

三相晶闸管开关组中的晶闸管为双向晶闸管，或者是2个单向晶闸管反向并联形成的晶闸管交流开关。

本发明的有益效果是：能够调整输入交流电源相电压波动范围电压的分区数量，改变补偿的方式与补偿精度；采用对二极管触发配置矩阵进行不同配置来适应不同的分区数量与补偿方式；采用补偿变压器组和晶闸管开关组进行电压补偿的分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法在采用二极管触发配置矩阵保证每相晶闸管开关组中同侧晶闸管不同时导通，实现了晶闸管互锁控制的同时，还对进行交流电源相电压的电压等级区间识别时发生错误，导致输出了无效的触发选通控制值的情况，停止发出触发脉冲且进行三相晶闸管开关组的保护，有效地加强了所述分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法针对工作过程异常的保护力度；在三相晶闸管开关组处于保护状态时，如果三相触发选通控制值全部恢复为有效，则能够自动停止三相晶闸管开关组的保护状态并使其重新处于补偿工作状态。分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法未采用单片机、PLC等的程序方式控制晶闸管的通、断切换，避免了程序飞跑、死机等问题造成的稳压器故障。

附图说明

图1为实现分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法的三相交流稳压器组成框图；

图2为A相补偿控制电路的组成框图；

图3为自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路；

图4为自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路；

图5为A相补偿控制电路中采样比较电路实施例1；

图6为A相补偿控制电路中采样比较电路实施例2；

图7为A相延时保护电路实施例框图；

图8为延时检测模块中针对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例1；

图9为延时检测模块中针对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例2；

图10为延时检测模块中针对A相触发选通控制值信号Y11的延时检测电路实施例3；

图11为A相不触发区控制信号产生模块实施例；

图12为A相延时保护电路中部分相关波形示意图；

图13为触发单元中触发A相主电路中双向晶闸管SR1的触发电路实施例；

图14为A相触发选通配置电路实施例1；

图15为A相触发选通配置电路实施例2；

图16为A相检错判别电路实施例1；

图17为A相检错判别电路实施例2；

图18为保护驱动单元实施例。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步说明。

图1实现分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法的三相交流稳压器组成框图，补偿控制单元输出三相触发控制信号P5至触发单元，三相触发控制信号P5由A相、B相、C相触发控制信号P5A、P5B、P5C组成；触发单元根据输入的三相触发控制信号，发出触发信号P6至自耦补偿式三相主电路单元，控制A、B、C三相主电路晶闸管开关组中双向晶闸管的通断。补偿控制单元同时输出三相不触发区控制信号P4和三相触发选通控制值判别信号P7至保护驱动单元，三相不触发区控制信号P4包括A相、B相、C相不触发区控制信号P4A、P4B、P4C，三相触发选通控制值判别信号P7包括A相、B相、C相A相触发选通控制值判别信号P7A、P7B、P7C；保护驱动单元依据输入的三相触发选通控制值判别信号是否有效来停止/启动对三相晶闸管开关组的保护，同时依据三相触发选通控制值判别信号是否有效和三相不触发区控制信号是否有效来控制触发单元的供电电源。

补偿控制单元由A、B、C三相的补偿控制电路组成，图2为A相补偿控制电路的组成框图，采样比较电路对A相交流电源相电压进行电压采样，输出A相触发选通控制值P2A；延时保护电路输入A相触发选通控制值P2A，输出延迟后的A相触发选通控制值P3A和A相不触发区控制信号P4A；触发选通配置电路输入延迟后的A相触发选通控制值P3A，输出A相触发控制信号P5A；检错判别电路判别输入的A相触发选通控制值P3A是否有效，输出A相触发选通控制值判别信号P7A。B相、C相补偿控制电路的结构、功能、控制逻辑与A相相同，分别对B相交流电源相电压、C相交流电源相电压进行电压采样和控制，输出B相、C相触发控制信号P5B、P5C，B相、C相不触发区控制信号P4B、P4C和B相、C相A相触发选通控制值判别信号P7B、P7C。

图3为自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路，包括补偿变压器TB1和自耦变压器TB2，6个双向晶闸管SR1-SR6共同组成A相晶闸管开关组，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、继电器常闭开关KA-2组成A相继电器保护电路。

图3中，补偿变压器TB1的补偿线圈串联在A相相线上，相线输入端为L1A，输出端为L2A。TB1励磁线圈上的电压由A相晶闸管开关组控制。自耦变压器TB2有3个输出抽头C1、C2、C3，双向晶闸管SR1、SR3、SR5的一端并联后连接至TB1励磁线圈的一端，SR1、SR3、SR5的另外一端分别连接至抽头C1、C2、C3；双向晶闸管SR2、SR4、SR6的一端并联后连接至TB1励磁线圈的另外一端，SR2、SR4、SR6的另外一端则分别连接至抽头C1、C2、C3。设自耦变压器TB2抽头C1、C2间的输出电压U12与C2、C3间的输出电压U23不同，电压U23是电压U12的2倍；则晶闸管开关组最多有正向U12、正向U23、正向U12+U23、反向U12、反向U23、反向U12+U23共6种励磁线圈电压补偿方式，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿方式，A相相线输入端L1A输入的交流电源相电压能够最多被分成7个电压区间进行补偿控制。图3中，N为零线，G11、G12至G61、G62分别为双向晶闸管SR1至SR6的触发信号输入端。图3中，双向晶闸管SR1、SR3、SR5组成同侧晶闸管，双向晶闸管SR2、SR4、SR6组成另一同侧晶闸管；为避免短路，同侧晶闸管中不能同时有2个及2个以上的晶闸管同时导通；例如，SR1、SR3不能同时导通，SR4、SR6不能同时导通，等等。

图4为自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路，包括补偿变压器TB1和自耦变压器TB2，8个双向晶闸管SR1-SR8共同组成A相晶闸管开关组，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、继电器常闭开关KA-2组成A相继电器保护电路。

图4中，补偿变压器TB1的补偿线圈串联在A相相线上，相线输入端为L1A，输出端为L2A。TB1励磁线圈上的电压由晶闸管开关组控制。自耦变压器TB2有4个输出抽头C1、C2、C3、C4，双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7的一端并联后连接至TB1励磁线圈的一端，SR1、SR3、SR5、SR7的另外一端分别连接至抽头C1、C2、C3、C4；双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8的一端并联后连接至TB1励磁线圈的另外一端，SR2、SR4、SR6、SR8的另外一端则分别连接至抽头C1、C2、C3、C4。设自耦变压器TB2抽头C1、C2间的输出电压U12，C2、C3间的输出电压U23，C3、C4间的输出电压U34各不不同，电压U23是电压U12的3倍，电压U34是电压U12的2倍；则晶闸管开关组包括正向U12、正向U23、正向U34、正向U12+U23、正向U23+U34、正向U12+U23+U34、反向U12、反向U23、反向U34、反向U12+U23、反向U23+U34、反向U12+U23+U34共12种励磁线圈电压补偿方式，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿方式，相线输入端L1A输入的A相交流电源相电压能够被分成最多13个电压区间进行补偿控制。图4中，N为零线，G11、G12至G81、G82分别为双向晶闸管SR1至SR8的触发信号输入端。图4中，双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7组成同侧晶闸管，双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8组成另一同侧晶闸管；为避免短路，同侧晶闸管中不能同时有2个及2个以上的晶闸管同时导通；例如，SR1、SR7不能同时导通，SR4、SR8不能同时导通，等等。

图3、图4中的每个双向晶闸管均可以用2个反向并联的单向晶闸管替代。图3、图4中，继电器常开开关和继电器常闭开关组成继电器保护开关。

自耦补偿式三相主电路单元为三相四线制电路，A、B、C三相的主电路采用相同的电路结构与形式，分别对A、B、C相的相电压进行补偿，即B、C两相采用与A相主电路相同的电路结构与补偿方式，分别对B、C相的相电压进行补偿。

将A相交流电源相电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，A相采样比较电路对A相交流电源相电压进行电压采样得到A相交流电源相电压采样值，由M个或者M-1个比较器对A相交流电源相电压采样值进行比较，输出M位二进制数构成的A相触发选通控制值；当A相交流电源相电压处于M个电压等级区间中的一个时，M位A相触发选通控制值中对应的一位有效，其他位无效。M位A相触发选通控制值的有效位为高电平，即二进制1；无效位为低电平，即二进制0；或者是，M位A相触发选通控制值的有效位为低电平，即二进制0；无效位为高电平，即二进制1。

图5为A相补偿控制电路中采样比较电路实施例1，m等于7，针对自耦补偿式三相主电路单元实施例1进行补偿控制。交流电源相电压采样电路中，从相线L1A和零线N输入的交流电源相电压经变压器TV降压后，由二极管DV1-DV4组成的整流桥整流，再经电容CV1滤波和电阻RV1、RV2分压，得到与输入的交流电源相电压有效值成正比例关系的交流电源相电压采样值U1。

图5的多区间电压比较器电路中，上限阈值电位器RPH、下限阈值电位器RPL、中间分压电阻RF2-RF6组成分压电路，对电源+VCC1分压后，得到的6个阈值电压UF2-UF7为与分隔7个电压等级区间的交流电源相电压值相对应的电压采样值的6个中间分隔电压值。6个比较器FA2-FA7实现交流电源相电压采样值U1与6个阈值电压UF2-UF7的比较，多区间电压比较器电路的7位比较输出值由6个比较器FA2-FA7的输出Y12-Y17和最低区间判断值Y11组成，将交流电源相电压波动区间范围的电压最多分成7个电压等级区间1-7。交流电源相电压采样值U1同时送至比较器FA2-FA7的同相输入端；6个阈值电压UF2-UF7被分别送至比较器FA2-FA7的反相输入端。图5中，还可以用其他的精密电源来替换电源+VCC1，分压电路对精密电源进行分压，能使阈值电压更加精确。比较器FA2-FA7均优选采用低功耗单电源供电的轨到轨运放，例如，选择OPA317、AD8517、MCP6291、TLV2450、TLV2451、TLV2460、TLV2461等静态工作电源电流小于1mA的单通道轨到轨运放。

图5中，或非门FH2-FH6组成比较器FA2-FA6的可控供电电源，即比较器FA2-FA6的供电电源分别受到输出Y13-Y17的控制；电阻RB2-RB6分别为输出Y12-Y16的下拉电阻，当相应比较器的供电电源为接近0V，其输出为高阻态时，将电平拉为低电平。比较器FA7的供电电源接至电源+VCC1，处于正常工作状态，输出Y17同时控制比较器FA2-FA6的供电电源。例如，当输入的交流电源相电压高，处于7个电压等级区间的最高一个电压等级区间7时，Y17输出高电平，或非门FH2-FH6全部输出为低电平，比较器FA2-FA6的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB2-RB6分别将输出Y12-Y16拉为低电平。当输入的交流电源相电压不在7个电压等级区间的最高一个电压等级区间7时，Y17输出低电平，或非门FH6输出高电平向比较器FA6提供供电电源，此时，如果输入的交流电源相电压处于电压等级区间6时，Y16输出高电平，或非门FH2-FH5全部输出为低电平，比较器FA2-FA5的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB2-RB5分别将输出Y12-Y15拉为低电平。当输入的交流电源相电压低于电压等级区间6时，Y17、Y16均输出低电平，或非门FH6、FH5均输出高电平，分别向比较器FA6、FA5提供供电电源，此时，如果输入的交流电源相电压处于电压等级区间5时，Y15输出高电平，或非门FH2-FH4全部输出为低电平，比较器FA2-FA4的单电源供电电源全部为接近0V，输出均为接近0V或者是高阻态，电阻RB2-RB4分别将输出Y12-Y14拉为低电平。依此类推，当输入的交流电源相电压处于电压等级区间4时，Y14输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源相电压处于电压等级区间3时，Y13输出高电平，其他输出为低电平；当输入的交流电源相电压处于电压等级区间2时，Y12输出高电平，其他输出为低电平；只有当输入的交流电源相电压处于或者是低于电压等级区间1时，比较器FA2-FA7的输出Y12-Y17全部为低电平，使或非门FH1的输出最低区间判断值Y11为高电平。或非门FH1-FH6选择74HC系列高速CMOS门电路时，例如，选择8输入或非门74HC4078、三路3输入或非门74HC27、四路2输入或非门74HC02等，或者是74HC系列高速CMOS或门加非门实现或非门功能时，由于74HC系列高速CMOS的高电平驱动电流能够达到4mA，足够驱动静态工作电源电流小于1mA的单通道轨到轨运放。或非门FH1-FH6的供电电源为电源+VCC1。

设输入的交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。采用图5采样比较电路实施例1，可以将输入在242V至198V之间的电压分为区间电压大小为8V的7个电压等级区间，即M等于7，由7位比较输出值中所包括的Y11-Y17整体组成触发选通控制值P2A；其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；3个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。8V的电压区间约为220V±1.82％，满足输出控制在220V±2％之内的要求；8V的7个电压等级区间对应的交流电源相电压波动区间为248V至192V，覆盖了输入电压的实际波动范围。采用图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿，则自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为8V；仅用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为16V；同时使用输出电压U12、U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为24V。阈值电压UF2-UF7的选择和交流电源相电压采样值U1与交流电源相电压之间的比例相关；设交流电源相电压采样值U1与交流电源相电压之间的比例为0.01，即交流电源相电压采样值U1为交流电源相电压有效值的1％，输入在242V至198V之间的电压对应的电压采样值范围是2.42V至1.98V；将交流电源相电压分为区间电压大小为8V的7个电压等级区间时，6个阈值电压UF7-UF2分别为2.40V、2.32V、2.24V、2.16V、2.08V、2.00V，为与分隔7个电压等级区间的交流电源相电压值相对应的电压采样值的6个中间分隔电压值；6个阈值电压之间的差值相同，均为0.08V；中间分压电阻RF2-RF6选择相同的电阻值，分别调节上限阈值电位器RPH、下限阈值电位器RPL的电阻值，即可将6个阈值电压UF7-UF2调节至需要的数值。在该例子中，当输入的交流电源相电压高过最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中与最大电压等级区间对应的输出信号有效，即输出为Y17有效；此时主电路按照输入的交流电源相电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿。当输入的交流电源相电压低于最小电压等级区间范围时，Y11输出有效，主电路按照输入的交流电源相电压处于最小电压等级区间进行相应的电压升压补偿。

设输入的交流电源相电压波动范围为220V±10％，只要求将其稳定在220V±4％的范围内输出时，可以减少电压区间的数量，避免频繁进行调节。采用图5采样比较电路实施例1，将输入在242V至198V之间的电压分为区间电压大小为16V的3个电压等级区间，即M等于3；其中的1个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；1个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。16V的电压区间大约为220V±3.64％，满足输出控制在220V±4％之内的要求；16V的3个电压等级区间对应的交流电源电压波动区间为244V至196V，覆盖了输入电压的实际波动范围。此时采用图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿，则自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压，TB1补偿电压为16V。选择最低区间判断值Y11、比较器FA2-FA3的输出Y12-Y13组成触发选通控制值P2A。阈值电压UF2-UF3的选择和交流电源相电压采样值U1与交流电源相电压之间的比例相关；设交流电源相电压采样值U1与交流电源相电压之间的比例为0.01，输入在242V至198V之间的电压对应的电压采样值范围是2.42V至1.98V；将交流电源相电压分为区间电压大小为16V的3个电压等级区间时，2个阈值电压UF3-UF2分别为2.28V、2.12V，为与分隔3个电压等级区间的交流电源相电压值相对应的电压采样值的2个中间分隔电压值；分别调节上限阈值电位器RPH、下限阈值电位器RPL的电阻值，即可将2个阈值电压UF3-UF2调节至需要的数值。此时，比较器FA4-FA7同时工作，但FA4-FA7的阈值电压分别为2.44V、2.60V、2.76V、2.92V，只有输入的交流电源相电压超过244V时，比较器FA4-FA7中才能够输出有效的高电平；由于输入的交流电源相电压在242V至198V之间，因此，比较器FA4-FA7的输出中Y14-Y17中不可能输出有效的高电平，此时由7位比较输出值中所包括的Y11-Y13组成触发选通控制值P2A。

由于自耦补偿式三相主电路单元实施例1的补偿方式自动具有施密特特性，比较器FA2至比较器FA7没有组成施密特比较器。图5输出的触发选通控制值高电平有效；在比较器FA2-FA7的输出端均增加一级反相器，同时或非门FH1改为或门，则输出的触发选通控制值变为低电平有效。

图5的实施例1也可以针对自耦补偿式三相主电路单元实施例2进行，此时，需要将交流电源相电压波动区间范围的电压分成更多的电压等级区间。例如，将交流电源相电压波动区间范围的电压分成13个电压等级区间时，图5的电路应该扩展至12个比较器，与12个大小不同的阈值电压进行比较；输出的触发选通控制值P2A将最多由13位，例如，Y11-Y113组成。

图6为A相补偿控制电路中采样比较电路实施例2，m等于10，针对自耦补偿式三相主电路单元实施例2进行补偿控制。图6中，FD1为真有效值检测器件LTC1966，LTC1966与变压器TV1、电容CV2、电容CV3构成交流电源相电压采样电路，对从相线L1A和零线N输入的交流电源相电压进行测量，得到交流电源相电压采样值U2。LTC1966的UIN1、UIN2为交流电压差分输入端，USS为可以接地的负电源输入端，UDD为正电源输入端，GND为地端，EN为低电平有效的使能控制输入端，UOUT为电压输出端，COM为输出电压返回端。

图6中，FD2、RD1、RD2组成多区间电压比较器电路；FD2为10级比较显示驱动器LM3914，内部含10个1kΩ精密电阻串联起来的内分压器电路，形成10个比较阈值电压并分别连接至内部10个比较器的正输入端，将交流电源相电压波动区间范围的电压最多分成10个电压等级区间1-10。6脚为内分压器电路高端，经上限阈值电位器RD1连接至电源+VCC1；4脚为内分压器电路低端，经下限阈值电位器RD2连接至地；8脚为内部标准电源低端，连接至地；2脚为负电源端，连接至地；3脚为正电源端，连接至电源+VCC1；5脚为信号输入端，连接至交流电源相电压采样值U2，内部连接至10个比较器的负输入端；10-18脚、1脚输出的信号Y110至Y11为与10个比较器的输出结果，其中Y110比较阈值电压最高，依次降低，Y11比较阈值电压最低；Y1至Y110均低电平有效，组成10位低电平有效的比较输出值；9脚的模式控制端悬空，实现Y11至Y110的点状输出，即Y11至Y110中只有单个低电平输出有效；当输入的交流电源相电压处于电压等级区间10时，Y110输出低电平，其他输出为高电平；当输入的交流电源相电压处于电压等级区间9时，Y19输出低电平，其他输出为高电平；当输入的交流电源相电压处于电压等级区间5时，Y15输出低电平，其他输出高为电平；当输入的交流电源相电压处于电压等级区间1时，Y11输出低电平，其他输出高为电平。

设输入的交流电源相电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出。采用图6的采样比较电路实施例2，将输入在242V至176V之间的电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间，即M等于10，由10位比较输出值中所包括的Y11-Y110整体组成触发选通控制值P2A；其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；6个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。7V的电压区间为220V±1.6％，满足输出控制在220V±2％之内的要求，7V的10个电压等级区间对应的交流电源相电压波动区间为244.5V至174.5V，覆盖了电压波动的实际范围。采用图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿，则自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为7V；仅用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为21V；仅用输出电压U34做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为14V；同时使用输出电压U12、U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为28V；等等。阈值电压的选择和交流电源相电压采样值U2与交流电源相电压之间的比例相关；设交流电源相电压采样值U2与交流电源相电压之间的比例为0.005，即交流电源相电压采样值U2为交流电源相电压有效值的0.5％，输入在242V至176V之间的电压对应的电压采样值范围是1.21V至0.88V；交流电源相电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间时，10个阈值电压分别为1.1875V、1.1525V、1.1175V、1.0825V、1.0475V、1.0125V、0.9775V、0.9425V、0.9075V、0.8725V，分别与将244.5V至174.5V范围电压区分为10个电压等级区间下限值的电压采样值对应；内分压器电路高端的电压接至最高比较器正输入端，故6脚电压为1.1875V。根据内部标准电源输出VREF(1.2V或者1.25V)的大小，以及内部10个精密电阻的大小，通过调节上限阈值电位器RD1和下限阈值电位器RD2的电阻值大小，可以得到10个阈值电压。如果要求提高电压补偿的精度或者是输入电压的波动范围更大，要求图6的采样比较电路实施例2将电压等级区分为更多的电压等级区间时，例如，需要将交流电源相电压波动区间范围的电压分成15个电压等级区间时，可采用2片LM3914实现，将2片LM3914中的内分压器电路串联，形成20个比较阈值电压，构成20级比较器电路；选择其中的13级比较输出，输出的触发选通控制值P2将由13位，例如，Y11-Y113组成。

图6的A相补偿控制电路中采样比较电路实施例2中，当输入的交流电源相电压高过最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值为与最大电压等级区间对应的输出信号有效，即输出为Y110有效，主电路按照交流电源相电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿。当输入的交流电源相电压低于最小电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值中所有信号均无效，此时主电路不进行电压补偿。

图6中使用了LM3914内部10个比较器中的10个比较器，将交流电源相电压比较区分为10个电压等级区间。可以只采用LM3914内部10个比较器中的9个比较器，将交流电源相电压比较区分为10个电压等级区间；9个比较器的比较阈值电压为与分隔10个电压等级区间的交流电源相电压值相对应的电压采样值的9个中间分隔电压值；例如，各比较器的比较阈值电压不改变，不用图6中LM3914的1脚输出作为Y11，Y11选择由触发选通控制值中的Y12-Y110控制产生，即Y12-Y110全部无效时，使Y11有效，否则，使Y11无效；此时，当输入的交流电源相电压处于或者高过最大电压等级区间范围时，输出的触发选通控制值为Y110有效，主电路按照交流电源相电压处于最大电压等级区间进行相应的电压降压补偿；当输入的交流电源相电压处于或者低于最小电压等级区间范围时，均为Y11输出有效，主电路按照输入的交流电源相电压处于最小电压等级区间进行相应的电压升压补偿。

设输入的交流电源相电压波动范围为220V±15％，要求将其稳定在220V±3.5％的范围内输出，稳压精度要求降低，此时可以减少电压区间的数量，避免频繁进行调节。采用图6的采样比较电路实施例2，将输入在253V至187V之间的电压分为区间电压大小为14V的5个电压等级区间，即M等于5；其中的2个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；2个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。14V的电压区间小于220V±3.2％，满足输出控制在220V±3.5％之内的要求，14V的5个电压等级区间对应的交流电源相电压波动区间为255V至185V，覆盖了电压波动的实际范围。采用图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿，则自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U34做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为14V；同时使用输出电压U12、U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为28V。交流电源相电压采样值U2为交流电源相电压有效值的0.5％，输入在253V至187V之间的电压对应的电压采样值范围是1.265V至0.935V；交流电源相电压分为区间电压大小为14V的5个电压等级区间时，5个阈值电压分别为1.205V、1.135V、1.065V、0.995V、0.925V，分别为5个电压等级区间的交流电源相电压值下限值相对应的电压采样值；调节上限阈值电位器RD1和下限阈值电位器RD2的电阻值大小，使LM3914内部5个阈值电压较低的比较器的阈值电压为该5个阈值电压，15-18脚、1脚输出的信号Y15至Y1为该5个比较器的输出结果，其中Y15比较阈值电压最高，依次降低，Y11比较阈值电压最低；10位比较输出值均低电平有效，此时由10位比较输出值中所包括的Y11-Y15组成触发选通控制值P2A。此时，输出为Y16至Y110比较器的比较阈值大于等于为1.275V，对应的交流电源相电压值为255V，超出实际的输入电压范围，因此，图6中的Y16至Y110不可能输出有效的低电平。

图6的采样比较电路实施例2也可以针对自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制，此时只需将输入的交流电源相电压波动区间范围的电压区分为不超过7个电压等级区间，即选择其中不超过7级的比较输出即可。

图6的A相采样比较电路实施例2无论是用于对自耦补偿式三相主电路单元实施例1，还是对自耦补偿式三相主电路单元实施例2进行补偿控制，B相、C相均采用与A相结构、功能相同的采样比较电路。

除图5或者图6的A相采样比较电路实施例外，针对自耦补偿式三相主电路单元实施例1或者是实施例2进行补偿控制，三相采样比较电路还可以选择其他的交流电源相电压采样电路和比较电路，实现采样比较电路所要求的功能。图5交流电源相电压采样电路输出的交流电源相电压采样值U1，可以送至图6的多区间电压比较器电路进行比较，输出触发选通控制值；图6交流电源电压采样电路输出的交流电源电压采样值U2，可以送至图5的多区间电压比较器电路进行比较，输出触发选通控制值。

图7为A相延时保护电路实施例框图，其中，延时检测模块YC1分别对包括A相M位触发选通控制值Y11-Y1M的输入信号Y11-Y1m进行信号延迟得到延迟后的信号Y21-Y2m，其中的Y21-Y2M组成A相延迟后的触发选通控制值P3A；YC1模块同时分别对输入信号Y11-Y1m进行边沿检测得到边沿检测信号Y31-Y3m；不触发区控制信号产生模块YC2输入边沿检测信号Y31-Y3m，将M位触发选通控制值Y11-Y1M中的边沿变化转换为不触发区控制信号P4A输出。图7的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图5中A相补偿控制电路采样比较电路实施例1输出的A相触发选通控制值时，m等于7。图7的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图6中A相补偿控制电路采样比较电路实施例2输出的A相触发选通控制值时，m等于10。B相、C相采用与A相相同的延时保护电路。

图8为延时检测模块中针对A相输入信号Y11的延时检测电路实施例1。电阻RY0、电容CY0、驱动门FY0实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，反相器FY1的输出信号YP1中，在Y11上升沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，反相器FY3的输出信号YP2中，在Y11下降沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY4实现的是或逻辑(负逻辑下)功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY4输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY4输出一个正脉冲形式的单脉冲。图8中，驱动门FY0、反相器FY1、反相器FY3优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；驱动门FY0可由2个带施密特输入的反相器组成。

图9为延时检测模块中针对A相输入信号Y11的延时检测电路实施例2。反相器FY5、电阻RY3、电容CY3对输入信号Y11进行反相和延迟，得到Y11经延迟的反相信号YP0；反相器FY6再将YP0反相，得到Y11经延迟后的信号Y21。与非门FY7输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP1中产生与Y11上升沿相应的负脉冲形式的单脉冲；或门FY8输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP2中产生与Y11下降沿相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY9实现的是或逻辑(负逻辑下)功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY9输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY9输出一个正脉冲形式的单脉冲。图9中，反相器FY6、与非门FY7、或门FY8优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；与非门选择74HC132、CD4093等等；或门选择74HC7032，或者是选择2个带施密特输入的反相器和1个与非门来实现或门功能。

图10为延时检测模块中针对A相输入信号Y11的延时检测电路实施例3，其中由电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，和由电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，以及利用与非门FY4输出边沿检测信号Y31的电路与图8的实施例1相同。图10中，由反相器FY11、FY12、FY13、FY14实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。

针对A相输入信号Y11的延时检测电路可以选择图8、图9、图10实施例1-3中的任何一种；通常情况下，针对A、B、C三相触发选通控制值中的所有信号，均采用同一种延时检测电路。例如，设m等于7，A、B、C三相共需要21个延时检测电路；21个延时检测电路可以全部采用图8的实施例1，或者是全部采用图9的实施例2，或者是全部采用图10的实施例3。延时检测电路也可以采用满足要求的其他电路来实现其功能。

各相的不触发区控制信号产生模块的功能是，当输入针对本相触发选通控制值的边沿检测信号中的任何一个或者多个产生有与边沿相关的单脉冲时，该相的不触发区控制信号中输出一个单脉冲。图11为A相不触发区控制信号产生模块实施例，由包括有m个输入的或非门FY10、m个下拉电阻Rz1-Rzm、m个边沿检测信号选通开关z1-zm的电路实现相应的功能，A相的m位边沿检测信号Y31-Y3m分别经边沿检测信号选通开关z1-zm连接至或非门FY10的m个输入端，下拉电阻RZ1-RZm用于当某个z1-zm开路时，将相应的或非门FY10输入信号下拉为低电平；或非门FY10输出为A相的不触发区控制信号P4A。图11实施例中，不触发区控制信号输出的单脉冲为负脉冲，即不触发区控制信号低电平有效；将或非门FY10换成或门时，不触发区控制信号输出的单脉冲为正脉冲。如果输入的边沿检测信号Y31-Y3M中产生的有与边沿相关的单脉冲为负脉冲，则图11中的或非门FY10应该更改为与非门或者是与门，实现负逻辑下的或逻辑功能。

每相采样比较电路输出的m位比较输出值全部送至了该相延时保护电路的m位输入端；m个边沿检测信号选通开关z1-zm用于将m位比较输出值中的M位触发选通控制值连接至或非门FY10的输入端，将M小于m时，多余的输入信号不连接至或非门FY10的输入端；例如，m等于7，M也等于7时，边沿检测信号选通开关z1-z7全部接通；m等于7，M等于3时，边沿检测信号选通开关z1-z3接通，z4-z7断开，下拉电阻RZ4-RZ7将开关z4-z7后面的或非门FY10输入端信号下拉为低电平，此时，不触发区控制信号由Y11-Y13中的边沿变化所产生。A相采样比较电路的实施例1和实施例2中，当M小于m时，除了M位触发选通控制值之外的m位数据中的其他数据不会发生变化，例如，采样比较电路实施例1中M等于3时，其余的4位输出为不变的低电平，不会产生边沿检测信号；采样比较电路实施例2中M等于5时，其余的5位输出为不变的高电平，不会产生边沿检测信号；因此，当M小于m时，即使将m位边沿检测信号Y31-Y3m全部连接至或非门FY10的输入端，m位比较输出值中除M位触发选通控制值之外的信号不会使不触发区控制信号中输出单脉冲；因此，采用采样比较电路实施例1或者实施例2输出m位比较输出值时，图11中的m个下拉电阻Rz1-Rzm、m个边沿检测信号选通开关z1-zm可以不用，将m位边沿检测信号Y31-Y3m直接全部连接至或非门FY10的输入端。

延时保护电路中的所有门电路均采用单电源+VCC1供电。图12为延时保护电路中的部分相关波形示意图。从采样比较电路的原理及要求可知，其输出的A相触发选通控制值发生正常改变时，每次都有2位发生变化。图12中，A相触发选通控制值中的Y11分别发生一次上升沿改变和下降沿改变，Y21是Y11延迟T1时间后的A相触发选通控制值；在图8的延时检测电路实施例1中，T1由电阻RY0与电容CY0的乘积大小(即时间常数大小)决定；在图9的延时检测电路实施例2中，T1由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定；在图10的延时检测电路实施例3中，T1由反相器FY11、FY12、FY13、FY14本身的门延迟时间大小决定。图12中，信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲宽度为T2；在图8的延时检测电路实施例1和图10的延时检测电路实施例3中，T2由电阻RY1与电容CY1的乘积大小决定；在图9的延时检测电路实施例2中，T2由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图12中，信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲宽度为T3；在图8的延时检测电路实施例1和图10的延时检测电路实施例3中，T3由电阻RY2与电容CY2的乘积大小决定；在图9的延时检测电路实施例2中，T3由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图12中，边沿检测信号Y31中的2个正脉冲分别与信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲和信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲对应。设在图12A相触发选通控制值中的Y11发生上升沿改变时，A相触发选通控制值中的Y12发生下降沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32相应产生一个正脉冲；设当Y11发生下降沿改变时，A相触发选通控制值中的Y12同时发生一次上升沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32中相应产生一个正脉冲；在此期间，Y11、Y12之外的其他包括触发选通控制值信号在内的比较输出值信号没有发生变化，相应的边沿检测信号均为低电平，图12中未画出。依据前述的不触发区控制信号产生模块的或逻辑功能，不触发区控制信号产生模块输出的单脉冲宽度与输入的边沿检测信号中共同产生该单脉冲的输入脉冲中最宽的脉冲宽度相同，这种宽度差异是因不同延时检测电路中决定T2、T3的电阻、电容值的差异所造成。图12中，Y31中的第1个正脉冲比Y32中的第1个正脉冲宽，Y31中的第2个正脉冲比Y32中的第2个正脉冲窄，不触发区控制信号P4A中的第1个负脉冲宽度与边沿检测信号Y31中的第1个正脉冲宽度一致，不触发区控制信号P4A中的第2个负脉冲宽度与边沿检测信号Y32中的第2个正脉冲宽度一致。

在图8的延时保护电路中延时检测电路实施例1中，A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY1、FY4以及图11中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY3、FY4以及图11中FY10的延迟时间之和；由电阻RY0与电容CY0的乘积大小决定的A相触发选通控制值的信号延迟时间T1的选择范围是ms数量级，显然，大于A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即等级编码值信号延迟改变的时刻晚于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。严格来说，T1实际上包括电阻RY0与电容CY0所造成的滞后时间，以及门电路FY0的延迟时间之和。图8实施例1中，在选择参数时，要使T2的值和T3的值均大于T1的值，使等级编码值信号延迟改变的时刻满足需早于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。

在图9延时保护电路中的延时检测电路实施例2中，A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY7、FY9以及图11中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY8、FY9以及图11中FY10的延迟时间之和；T1为ms数量级的数值，显然，此时由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定的A相触发选通控制值的信号延迟时间T1大于A相触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。图9的延时检测电路实施例2中，A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻与A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻均受信号YP0改变的影响；A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻为信号YP0改变后再经门电路FY6的延迟；A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻为信号YP0改变后再经门电路FY7、FY9和图11中FY10的延迟时间之和，或者是信号YP0改变后再经门电路FY8、FY9和图11中FY10的延迟时间之和；显然，此时A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻比A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻少经过2个门电路的延迟时间，满足A相触发选通控制值信号延迟改变的时刻需早于A相触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。

图13为触发单元中触发图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1，或者是触发图4中自耦补偿式三相主电路单元的A相主电路中双向晶闸管SR1的触发电路实施例，由交流触发光耦UG1、电阻RG1、电阻RG2组成，触发控制信号P51低电平有效。交流触发光耦UG1可以选择MOC3022、MOC3023、MOC3052、MOC3053等移相型双向晶闸管输出光电耦合器。电源+VCCA为受保护驱动单元控制的A相触发电路受控电源。触发图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1的A相主电路中双向晶闸管SR2-SR6，或者是触发图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2的A相主电路中双向晶闸管SR2-SR8的触发电路，与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受A相触发控制信号P5A控制。触发B相主电路中所有双向晶闸管的触发电路结构与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受B相触发控制信号P5B控制，电源均为+VCCB，为受保护驱动单元控制的B相触发电路受控电源。触发C相主电路中所有双向晶闸管的触发电路结构与触发A相主电路中双向晶闸管SR1的电路结构一样，受C相触发控制信号P5C控制，电源均为+VCCC，为受保护驱动单元控制的C相触发电路受控电源。图14的交流触发光耦UG1从G11、G12输出的触发脉冲，和触发单元中其他交流触发光耦输出的触发脉冲共同组成触发信号P6。

图14为A相触发选通配置电路的实施例1，用于实现触发选通控制值高电平有效且m等于7，即M不超过7，触发控制信号低电平有效且N等于6时的触发选通配置。图14中，42个二极管D11-D76、42个配置开关K11-K76、7根触发控制行线Y21-Y27、6根触发驱动列线VK1-VK6组成二极管触发配置矩阵，电阻RS1-RS6、三极管VS1-VS6组成A相触发控制信号P51-P56的驱动电路，由P51-P56组成A相触发控制信号P5A，控制6个晶闸管。在7根触发控制行线Y21-Y27和6根触发驱动列线VK1-VK6的交叉位置均设置了由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上。

将图14的A相触发选通配置电路实施例1用于针对图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制；设A相交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出；此时，A相触发选通控制值为7位的Y21-Y27，选择图14中的7根触发控制行线Y21-Y27全部为触发选通控制行线。表1为此时触发选通配置电路的触发选通配置表，列出了针对7位的触发选通控制值Y21-Y27分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y27的分别有效与电压等级区间1-7对应，触发选通配置电路依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。

表1

表1中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表1中共有14个配置开关需要配置为导通状态。在某根触发选通控制行线有效时，与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动列线之间的配置开关配置为导通状态，经二极管进行连接，使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线有效。例如，A相输入电压为最低的电压等级1、即Y21有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K16导通，使二极管D11、D16导通，触发驱动行线VK1、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS6导通使P51、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K23、K26导通，使二极管D23、D26导通，触发驱动行线VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS3、VS6导通使P53、P56有效去开通双向晶闸管SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K45、K46导通，使二极管D45、D46导通，触发驱动行线VK5、VK6为高电平分别控制三极管VS5、VS6导通使P55、P56有效去开通双向晶闸管SR5、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿；输入电压为电压等级5、即Y25有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K52、K53导通，使二极管D52、D53导通，触发驱动行线VK2、VK3为高电平分别控制三极管VS2、VS3导通使P52、P53有效去开通双向晶闸管SR2、SR3，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U12做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；等等。

将图14的A相触发选通配置电路实施例1用于针对图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制，A相交流电源相电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±4％的范围内输出；此时，A相触发选通控制值为3位的Y21-Y23，选择图14中的3根触发控制行线Y21-Y23为触发选通控制行线。表2为此时触发选通配置电路的触发选通配置表，列出了针对3位的触发选通控制值Y21-Y23分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。A相触发选通控制值Y21-Y23的分别有效与电压等级区间1-3对应。

表2

表2中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表2中共有6个配置开关需要配置为导通状态。A相输入电压为电压等级1、即Y21有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K13、K16导通，使二极管D13、D16导通，触发驱动行线VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS3、VS6导通使P53、P56有效去开通双向晶闸管SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K25、K26导通，使二极管D25、D26导通，触发驱动行线VK5、VK6为高电平分别控制三极管VS5、VS6导通使P55、P56有效去开通双向晶闸管SR5、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿；输入电压为电压等级3、即Y23有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K34、K35导通，使二极管D34、D35导通，触发驱动行线VK4、VK5为高电平分别控制三极管VS4、VS5导通使P54、P55有效去开通双向晶闸管SR4、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿。

图15为A相触发选通配置电路的实施例2，用于实现触发选通控制值低电平有效且m等于10，即M不超过10，触发控制信号低电平有效且8，即N等于8的补偿控制时的触发选通配置。图15中，80个二极管D01-D98、80个配置开关K01-K98、10根触发控制行线Y21-Y210、8根触发驱动列线VK1-VK8组成二极管触发配置矩阵，由二极管触发配置矩阵的8根触发驱动列线VK1-VK8直接输出低电平有效的A相触发控制信号P51-P58，组成P5A。在10根触发控制行线Y21-Y210和8根触发驱动列线VK1-VK8的交叉位置均设置了由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上。图15的触发选通配置电路实施例2与图14的触发选通配置电路实施例1的主要区别在于触发选通控制值低电平有效，以及由触发选通控制值的低电平有效通过配置导通的二极管，直接作为多个交流触发光耦的输入端发光二极管的驱动源，没有触发控制信号驱动电路。

将图15的A相触发选通配置电路实施例2用于针对图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制；设A相交流电源相电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出；此时，A相触发选通控制值为10位的Y21-Y210，选择图15中的10根触发控制行线Y21-Y210全部为触发选通控制行线。表3为此时触发选通配置电路的触发选通配置表，列出了针对10位的触发选通控制值Y21-Y210分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y210的分别有效与电压等级区间1-10对应，触发选通配置电路依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。

表3

表3中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表3中共有20个配置开关需要配置为导通状态。在某根触发选通控制行线有效时，与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动列线之间的配置开关配置为导通状态，经二极管进行连接，使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线有效。例如，A相输入电压为电压等级7、即Y27有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K77、K78导通，使二极管D77、D78导通，触发驱动行线VK7、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR7、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿，即TB1的励磁电压为0；输入电压为电压等级10、即Y210有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K04、K05导通，使二极管D04、D05导通，触发驱动行线VK4、VK5为低电平去开通双向晶闸管SR4、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；输入电压为电压等级6、即Y26有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K61、K64导通，使二极管D61、D64导通，触发驱动行线VK1、VK4为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR4，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级3、即Y23有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K31、K36导通，使二极管D31、D36导通，触发驱动行线VK1、VK6为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K18导通，使二极管D11、D18导通，触发驱动行线VK1、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR1、R8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23+U34做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；等等。

将图15的A相触发选通配置电路实施例2用于针对图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制；设A相交流电源相电压波动范围为220V±15％，要求将其稳定在220V±3.5％的范围内输出；此时，A相触发选通控制值为5位的Y21-Y25，选择图15中的5根触发控制行线Y21-Y25为触发选通控制行线。表4为此时触发选通配置电路的触发选通配置表，列出了针对5位的触发选通控制值Y21-Y25分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y25的分别有效与电压等级区间1-5对应，触发选通配置电路依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。

表4

表4中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表4中共有10个配置开关需要配置为导通状态。例如，A相输入电压为电压等级3、即Y23有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K37、K38导通，使二极管D37、D38导通，触发驱动行线VK7、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR7、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K16导通，使二极管D11、D16导通，触发驱动行线VK1、VK6为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K46、K47导通，使二极管D46、D47导通，触发驱动行线VK6、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR6、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U34做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；等等。

图15的A相触发选通配置电路的实施例2用于针对图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制时，触发选通控制值中的低电平需要直接驱动2个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择MOC3022、MOC3052等时，需要20mA的驱动电流；交流触发光耦选择MOC3023、MOC3053等时，需要10mA的驱动电流。图15的触发选通配置电路的实施例2也可以用于针对图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1中的A相主电路进行补偿控制，此时，触发选通控制值中的低电平也需要直接驱动2个交流触发光耦的输入端发光二极管发光。

图14的A相触发选通配置电路的实施例1也可以用于针对图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的A相主电路进行补偿控制，此时，需要增加触发控制行线数量和触发驱动列线数量。图14、图15扩展时，二极管触发配置矩阵在触发控制行线与触发驱动列线的所有交叉处均需要设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路。

B相、C相触发选通配置电路采用A相相同的触发选通配置电路，各自二极管触发配置矩阵中的配置开关采用与A相相同的配置方法与配置状态。

检错判别电路的功能是当判断出触发选通控制值的M位中有且只有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号有效，否则令输出的触发选通控制值判别信号无效；即触发选通控制值的M位中不只有一位有效时，或者是没有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号无效。

图16为A相检错判别电路实施例1，输入为A相触发选通控制值Y21-Y27，针对高电平有效的、m为7，即最多为7位的触发选通控制值P3A进行判别；输出的A相触发选通控制值判别信号P7A高电平有效，低电平无效；即输出P7A为1，表示A相触发选通控制值有效；输出P7A为0，表示A相触发选通控制值无效。表5为A相检错判别电路实施例1的逻辑真值表，也是图16中ROM存储器的存储单元内容数据表。

表5

图16中，FD3为具有7位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，7位触发选通控制值Y21-Y27分别经选通开关k1-k7连接至7位地址输入A0-A6，触发选通控制值判别信号P7A从数据输出端D0输出；下拉电阻RX1-RX7用于当选通开关开路时，将相应的ROM存储器输入信号下拉为低电平。图16中，ROM存储器存储单元的内容按照表5的数据写入。如果输入的A相触发选通控制值P3A为7位，即M等于7，则将图16中的选通开关k1-k7全部闭合，7位触发选通控制值Y21-Y27全部实际输入至ROM存储器的7位地址输入A0-A6。表5中，只有触发选通控制值的7位Y21-Y27中有且只有一位为有效的1时，令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A为有效的1，否则令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A无效的0，满足检错判别电路的功能要求。

图16中，如果输入的A相触发选通控制值P3A为3位，即M等于3，则将图16中的选通开关k1-k3闭合，k4-k7断开；3位触发选通控制值Y21-Y23实际输入至ROM存储器的3位地址输入A0-A2，ROM存储器的另外4位地址输入A3-A6由下拉电阻下拉为0；此时，表5中的第4-7行的输入情况不可能产生，只有A相触发选通控制值的3位Y21-Y23中有且只有一位为有效的1时，令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A为有效的1，否则令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A无效的0，满足检错判别电路的功能要求。

图16中，如果需要输出的触发选通控制值判别信号P7A低电平有效，高电平无效，则将表5中最后1列数据的内容全部0变1，1变0即可。

图17为A相检错判别电路实施例2，输入的A相触发选通控制值P3A为Y21-Y210，针对低电平有效的、m为10，即最多为10位的A相触发选通控制值P3A进行判别；输出的A相触发选通控制值判别信号P7A高电平有效，低电平无效；即输出P7A为1，表示A相触发选通控制值有效；输出P7A为0，表示A相触发选通控制值无效。图17中，FD4为具有10位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，10位触发选通控制值Y21-Y210分别经选通开关j1-j10连接至10位地址输入A0-A9，A相触发选通控制值判别信号P7A从数据输出端D0输出；上拉电阻RJ1-RJ10用于当选通开关开路时，将相应的ROM存储器输入信号上拉为高电平。表6为检错判别电路实施例2的逻辑真值表，也是图17中ROM存储器的存储单元内容数据表。

表6

图17中ROM存储器存储单元的内容按照表6的数据写入。如果输入的A相触发选通控制值P3A为10位，即M等于10，则将图17中的选通开关j1-j10全部闭合，10位触发选通控制值Y21-Y210全部实际输入至ROM存储器的10位地址输入A0-A9。表6中，只有A相触发选通控制值的10位Y21-Y210中有且只有一位为有效的1时，令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A为有效的1，否则令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A为无效的0，满足检错判别电路的功能要求。

图17中，如果输入的触发选通控制值P3A为5位，即M等于5，则将图17中的选通开关k1-k5闭合，k6-k10断开；5位触发选通控制值Y21-Y25实际输入至ROM存储器的9位地址输入A0-A4，ROM存储器的另外5位地址输入A5-A9均由上拉电阻上拉为1；此时，表6中的第6-10行的输入情况不可能产生，只有A相触发选通控制值的5位Y21-Y25中有且只有一位有效的0时，令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A为有效的1，否则令输出的A相触发选通控制值判别信号P7A无效的0，满足检错判别电路的功能要求。

图17中，如果需要输出的触发选通控制值判别信号P7A低电平有效，高电平无效，则将表6中最后1列数据的内容全部0变1，1变0即可。

在采样比较电路的实施例1和实施例2中，当M小于m时，采样比较电路送至该相延时保护电路的信号除M位触发选通控制值外，所包括m-M位的其他比较输出值的状态及其延迟后的状态与M位触发选通控制值中无效位的状态相同，不会影响对该相M位触发选通控制值是否有效的判别；因此此时，图16中的选通开关k1-k7和下拉电阻RX1-RX7可以不使用，直接将7位比较输出值Y21-Y27连接至ROM存储器的7位地址输入A0-A6；图17中的选通开关j1-j10和上拉电阻RJ1-RJ10可以不使用，直接将10位比较输出值Y21-Y210连接至ROM存储器的10位地址输入A0-A9。

检错判别电路的逻辑功能还可以用其他方式来实现，例如，表5、表6为逻辑真值表，可以用与、或、非逻辑门来组合实现所述功能。检错判别电路中的ROM存储器，或者是采用逻辑门实现功能时，均采用单电源+VCC1供电。

B相、C相检错判别电路采用A相相同的检错判别电路。B相检错判别电路的功能是当判断出B相触发选通控制值P3B的M位中有且只有一位有效时，令输出的B相触发选通控制值判别信号P7B有效，否则令输出的B相触发选通控制值判别信号P7B无效；C相检错判别电路的功能是当判断出C相触发选通控制值P3C的M位中有且只有一位有效时，令输出的C相触发选通控制值判别信号P7C有效，否则令输出的C相触发选通控制值判别信号P7C无效。

图18为保护驱动单元实施例，设输入的A相、B相、B相触发选通控制值判别信号P7A、P7B、P7C均高电平有效，低电平无效；例如，P7A为1表示A相触发选通控制值判别信号有效，P7A为0表示A相触发选通控制值判别信号无效。设输入的A相、B相、B相不触发区控制信号P4A、P4B、P4C均低电平有效，高电平无效；例如，P4A为0时，表明交A相流电源相电压存在波动，使A相触发选通控制值产生了变化，需要进行A相晶闸管开关组中双向晶闸管通断状态的切换，改变补偿方式；在切换过程中，为避免因为双向晶闸管延迟关断的因素使同侧晶闸管中同时有2个或2个以上的晶闸管同时导通，造成电源短路，在不触发区控制信号有效期间，即实施例的P4A等于0时，关断A相晶闸管开关组中所有双向晶闸管。

图18中，与门FY21、三极管VT、续流二极管VD、电阻RK1、继电器线圈KA、继电器线圈KB、继电器线圈KC组成保护控制电路；与门FY22、三极管VK1、三极管VK2、电阻RK2、电阻RK3组成A相触发电路受控电源+VCCA控制电路；与门FY23、三极管VK3、三极管VK4、电阻RK4、电阻RK5组成B相触发电路受控电源+VCCB控制电路；与门FY24、三极管VK5、三极管VK6、电阻RK6、电阻RK7组成C相触发电路受控电源+VCCC控制电路。与门FY21、FY22、FY23、FY24均采用单电源+VCC1供电；+VCC2为继电器线圈的供电电源和触发电路受控电源的源电源。

图18中，当输入的A相触发选通控制值判别信号P7A、B相触发选通控制值判别信号P7B、C相触发选通控制值判别信号P7C中有一个为低电平，即A相触发选通控制值、B相触发选通控制值、C相触发选通控制值中有一个无效时，与门FY21的输出P7K为低电平，控制三极管VT截止，继电器线圈KA失电，使图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1，或者是使图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的继电器常开开关KA-1断开，即控制断开自耦变压器的输入侧供电电压，使自耦变压器所有抽头之间的电压为0，实现对晶闸管开关组的保护；继电器常闭开关KA-2闭合，使施加在TB1励磁线圈上的电压为0。。三极管VT截止，同时控制继电器线圈KB、继电器线圈KC失电，使B相主电路、C相主电路中相应的继电器开关执行与A相主电路中继电器开关相同的动作，实现对B相、C相晶闸管开关组的保护。与门FY21的输出P7K为低电平，同时使与门FY22、FY23、FY24输出低电平，三极管VK1、VK2、VK3、VK4、VK5、VK6均截止，受控电源+VCCA、+VCCB、+VCCC均失电，触发单元中的A相触发电路、B相触发电路、C相触发电路均因没有供电电源而不工作，即不均发出触发双向晶闸管的触发脉冲。因此，只要三相触发选通控制值中有一相的触发选通控制值无效，无论输入的三相不触发区控制信号是否有效，保护驱动单元都切断触发单元的供电电源，停止发出所有双向晶闸管的触发脉冲，同时控制断开三相自耦变压器的输入侧供电电压，实现对三相晶闸管开关组的保护。

图18中，当输入的A相触发选通控制值判别信号P7A、B相触发选通控制值判别信号P7B、C相触发选通控制值判别信号P7C全部为高电平，即A相触发选通控制值、B相触发选通控制值、C相触发选通控制值全部有效时，与门FY21的输出P7K为高电平，三极管VT导通，控制继电器线圈KA得电，使图3自耦补偿式三相主电路单元实施例1，或者是使图4自耦补偿式三相主电路单元实施例2中的继电器常开开关KA-1闭合，继电器常闭开关KA-2断开，电路处于补偿工作状态。三极管VT导通，同时控制继电器线圈KB、继电器线圈KC得电，使B相主电路、C相主电路中相应的继电器开关执行与A相主电路中继电器开关相同的动作，B相、C相晶闸管开关组处于补偿工作状态。

图18中，在三相触发选通控制值全部有效、P7K为高电平时，当A相不触发区控制信号有效，即P4A等于0时，与门FY22输出低电平，三极管VK1、VK2截止，受控电源+VCCA失电，A相触发电路不工作，即不发出A相晶闸管开关组中触发双向晶闸管的触发脉冲，关断A相晶闸管开关组中所有双向晶闸管，表明此时A相交流电源相电压存在波动，使A相触发选通控制值产生了变化，需要进行A相晶闸管开关组中双向晶闸管通断状态的切换，改变补偿方式。在三相触发选通控制值全部有效、P7K为高电平时，当A相不触发区控制信号无效，即P4A等于1时，与门FY22输出高电平，三极管VK1、VK2均导通，受控电源+VCCA得电，A相触发电路正常工作，由A相触发选通配置电路依据有效的、与某个电压等级区间对应的A相触发选通控制值选择相应的A相触发控制信号有效，使A相触发电路发出触发脉冲，控制A相晶闸管开关组中双向晶闸管的通断状态，A相主电路处于与该电压等级区间相应的补偿工作状态。

图18中，在三相触发选通控制值全部有效、P7K为高电平时，当B相不触发区控制信号有效，即P4B等于0时，与门FY23输出低电平，三极管VK3、VK4截止，受控电源+VCCB失电，B相触发电路不工作，即不发出B相晶闸管开关组中触发双向晶闸管的触发脉冲，关断B相晶闸管开关组中所有双向晶闸管，表明此时B相交流电源相电压存在波动，使B相触发选通控制值产生了变化，需要进行B相晶闸管开关组中双向晶闸管通断状态的切换，改变补偿方式。在三相触发选通控制值全部有效、P7K为高电平时，当B相不触发区控制信号无效，即P4B等于1时，与门FY23输出高电平，三极管VK3、VK4均导通，受控电源+VCCB得电，B相触发电路正常工作，由B相触发选通配置电路依据有效的、与某个电压等级区间对应的B相触发选通控制值选择相应的B相触发控制信号有效，使B相触发电路发出触发脉冲，控制B相晶闸管开关组中双向晶闸管的通断状态，B相主电路处于与该电压等级区间相应的补偿工作状态。

图18中，在三相触发选通控制值全部有效、P7K为高电平时，当C相不触发区控制信号有效，即P4C等于0时，与门FY24输出低电平，三极管VK5、VK6截止，受控电源+VCCC失电，C相触发电路不工作，即不发出C相晶闸管开关组中触发双向晶闸管的触发脉冲，关断C相晶闸管开关组中所有双向晶闸管，表明此时C相交流电源相电压存在波动，使C相触发选通控制值产生了变化，需要进行C相晶闸管开关组中双向晶闸管通断状态的切换，改变补偿方式。在三相触发选通控制值全部有效、P7K为高电平时，当C相不触发区控制信号无效，即P4C等于1时，与门FY24输出高电平，三极管VK5、VK6均导通，受控电源+VCCC得电，C相触发电路正常工作，由C相触发选通配置电路依据有效的、与某个电压等级区间对应的C相触发选通控制值选择相应的C相触发控制信号有效，使C相触发电路发出触发脉冲，控制C相晶闸管开关组中双向晶闸管的通断状态，C相主电路处于与该电压等级区间相应的补偿工作状态。

当三相触发选通控制值中有一相的触发选通控制值无效，保护驱动单元发出保护控制信号至三相主电路，使三相晶闸管开关组均处于保护状态时，三相交流稳压器不对输入电压进行补偿，稳压器输出的电压即为输入的三相交流电源相电压。在晶闸管开关组处于保护状态时，如果三相触发选通控制值全部恢复为有效信号，则保护驱动单元自动停止三相晶闸管开关组的保护状态，三相晶闸管开关组重新处于补偿工作状态。

除说明书所述技术特征外，三相交流稳压器的其他技术均为本领域技术人员所掌握的常规技术。

Claims (7)

1.一种分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，其特征在于：每一相中，将交流电源相电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间；对电压等级区间进行识别，得到触发选通控制值；对二极管触发配置矩阵中的配置开关进行配置，由二极管触发配置矩阵依据触发选通控制值选择并使相应的触发控制信号有效，控制晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态；晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态控制选择自耦变压器多个输出电压中的0个，或者是0以上个电压叠加，作为补偿变压器的励磁线圈电压，实现与电压等级区间对应的电压补偿状态；交流电源相电压的每个电压等级区间对应一个电压补偿状态；三相触发选通控制值中，有一个及一个以上无效时，控制三相晶闸管开关组处于保护状态；所述M小于等于m，m大于等于3；

每一相中，对电压等级区间进行识别，得到M位触发选通控制值由采样比较电路实现；所述采样比较单元包括m-1个比较器、上限阈值电位器、下限阈值电位器；调节上限阈值电位器和下限阈值电位器能够将交流电源电压波动区间范围的电压调整为M个电压等级区间，输出M位触发选通控制值；M个电压等级区间与M个触发选通控制值一一对应；

每一相中，晶闸管开关组中共有N个晶闸管；二极管触发配置矩阵包括m根触发控制行线、N根触发驱动列线；N根触发驱动列线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；在每根触发控制行线和每根触发驱动列线的交叉位置均设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路；触发控制行线信号为低电平有效时，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上；触发控制行线信号为高电平有效时，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上；所述N大于等于4；

每一相中，配置支路中配置开关的配置方法是，在m根触发控制行线中，选择其中的M根为触发选通控制行线；M根触发选通控制行线与M位触发选通控制值一一对应，一个触发选通控制值对应使一根触发选通控制行线有效；每根触发选通控制行线信号有效时，对应一个晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态，且该通断组合状态中与需要导通晶闸管相对应的触发驱动列线的触发驱动列线信号有效，在该触发选通控制行线与N根触发驱动列线的配置支路中，将该触发选通控制行线与触发驱动列线信号有效的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为接通状态，其它配置支路中的配置开关配置为断开状态。

2.根据权利要求1所述的分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，其特征在于：控制三相晶闸管开关组处于保护状态的具体方法是，控制断开三相中所有自耦变压器的输入侧供电电压。

3.根据权利要求1所述的分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，其特征在于：每一相中，判别触发选通控制值是否有效的依据是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效；否则，触发选通控制值无效。

4.根据权利要求3所述的分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，其特征在于：每一相中，在晶闸管开关组中晶闸管的先后2种不同通断组合状态之间，维持一个不触发区时间，关断晶闸管开关组中的所有晶闸管。

5.根据权利要求4所述的分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，其特征在于：每一相中，所述维持一个不触发区时间由不触发区控制信号实现；控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效；不触发区控制信号有效时，维持一个不触发区时间。

6.根据权利要求5所述的分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，其特征在于：每一相中，控制晶闸管开关组的触发控制信号由延迟的触发选通控制值控制产生；延迟的触发选通控制值的信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

7.根据权利要求4所述的分区自耦补偿三相交流稳压器控制方法，其特征在于：每一相中，当处于维持一个不触发区时间状态，或者是触发选通控制值无效时，切断触发电路的供电电源，停止发出该相的触发脉冲。

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