CN109358683B - 一种交流电压分区编码方法 - Google Patents

Abstract

一种交流电压分区编码方法，由交流电压分区编码电路实现，用于单相交流稳压装置，将给定范围的交流电压分为多个电压等级区间，输出与多个电压等级区间一一对应的电压等级编码值。单相交流稳压装置还包括译码选通单元、延时保护单元、触发选通配置单元、触发单元、检错判别单元、保护驱动单元、自耦补偿式主电路；译码选通单元对电压等级编码值的译码输出经延迟后送至触发选通配置单元输出触发控制信号，且由触发单元控制补偿式主电路中晶闸管开关组中晶闸管的通断。所述稳压装置在实现互锁控制的同时，还依据触发选通控制值是否有效来启动/停止对晶闸管开关装的保护，控制触发单元的电源，有效地加强了针对工作过程异常的保护力度。

Description

一种交流电压分区编码方法

技术领域

本发明涉及电子技术及电源技术领域，尤其是一种交流电压分区编码方法。

背景技术

现有的补偿式交流稳压器，其优点是稳压范围宽，波形几乎没有失真，整机效率高，负载适应性强。其原理是对输入电压的高低进行判断，分成多个电压区间自动控制补偿变压器上初级绕组的不同绕组线圈的投切，利用初级侧工作绕组和次级绕组的变比关系，或者通过调整初级绕组上所加电压的方式，提供双向多档的电压补偿，从而实现调压稳压的目的。

对输入电压的高低进行判断及分电压区间进行控制，目前主要采用单片机、PLC等控制进行模数转换，然后进行判断分区并控制电子开关切换，优点是控制灵活，分区数量易于调整，但单片机、PLC等存在的程序飞跑、死机等问题也会造成稳压器失效，或者是因控制逻辑错误造成电源短路故障。采用多个比较器进行判断分区并控制电子开关切换，简单、可靠，但分区数量不易调整。

发明内容

为了解决现有交流电压分区及补偿式交流稳压器所存在的上述问题，本发明提供了一种交流电压分区编码方法，包括：

由交流电压采样电路对交流电压有效值进行测量，得到交流电压采样值和下限基准电压；采用模数转换编码电路将给定范围的交流电压分为M个电压等级区间，输出与M个电压等级区间一一对应的电压等级编码值；所述M能够在大于等于2且小于等于m之间进行调整，所述m大于等于3。

模数转换编码电路的输入电压为单端电压，工作方式为自动重复转换方式；电压等级编码值经锁存器锁存输出，即每一次模数转换结束后刷新输出锁存器的内容并自动进行下一次模数转换；模数转换编码电路的公共地连接至交流电压采样电路的下限基准电压端，模数转换编码电路的输入电压连接至交流电压采样电路的交流电压采样值输出端。

模数转换编码电路包括模数转换器；使M能够在大于等于2且小于等于m之间进行调整的方法是，首先调节交流电压采样值与交流电压有效值之间的比值，在交流电压为给定范围的低限时，使交流电压采样值等于下限基准电压；然后让交流电压在最高2个电压等级区间的分界电压处上下波动，令参考电压从最大值开始减小，调节模数转换器的参考电压，使电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动。

所述的交流电压分区编码方法，由交流电压采样电路和模数转换编码电路组成的交流电压分区编码电路实现，用于单相交流稳压装置。所述单相交流稳压装置包括自耦补偿式主电路、交流电压分区编码电路、译码选通单元、延时保护单元、触发选通配置单元、触发单元、检错判别单元、保护驱动单元。

自耦补偿式主电路包括补偿变压器、自耦变压器、晶闸管开关组和继电器保护开关。交流电压分区编码电路对交流电压进行电压采样，输出电压等级编码值；译码选通单元对电压等级编码值进行译码，输出触发选通控制值并送至延时保护单元；延时保护单元输出延迟后的触发选通控制值和不触发区控制信号；延迟后的触发选通控制值被送至触发选通配置单元和检错判别单元；触发选通配置单元输出触发控制信号；触发单元根据输入的触发控制信号，控制自耦补偿式主电路晶闸管开关组中晶闸管的通断；检错判别单元输出触发选通控制值判别信号；保护驱动单元依据触发选通控制值判别信号是否有效来启动/停止对晶闸管开关组的保护，同时依据触发选通控制值判别信号是否有效和不触发区控制信号是否有效来对触发单元的供电电源进行控制。

触发选通控制值为M位二进制值；检错判别单元令输出的触发选通控制值判别信号是否有效的依据是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效，则令输出的触发选通控制值判别信号有效；否则，令输出的触发选通控制值判别信号无效。触发选通控制值中的位为1有效，为0无效，即触发选通控制值信号中的高电平有效，低电平无效；或者是，触发选通控制值中的位为0有效，为1无效，即触发选通控制值信号中的低电平有效，高电平无效；共有M个触发选通控制值有效。

触发选通控制值控制晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态；晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态控制选择自耦变压器多个输出电压中的0个，或者是1个，或者是多个电压叠加，作为补偿变压器的励磁线圈电压，实现与电压等级区间对应的电压补偿状态；交流电压的每个电压等级区间对应一个电压补偿状态。触发选通配置单元包括二极管触发配置矩阵；触发选通配置单元依据有效的触发选通控制值，由二极管触发配置矩阵选择并使相应的触发控制信号有效，控制自耦补偿式主电路晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态。

晶闸管开关组中共有N个晶闸管；二极管触发配置矩阵包括m根触发控制行线、N根触发驱动列线；N根触发驱动列线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；在每根触发控制行线和每根触发驱动列线的交叉位置均设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置开关可以串联在二极管的阴极端，或者是串联在二极管的阳极端；触发控制行线信号为低电平有效时，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上；触发控制行线信号为高电平有效时，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上；所述N为大于等于4的整数。

配置支路中配置开关的配置方法是，在m根触发控制行线中，选择其中的M根为触发选通控制行线；M根触发选通控制行线与M位触发选通控制值一一对应，一个有效的触发选通控制值对应使一根触发选通控制行线有效；每根触发选通控制行线信号有效时，对应一个晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态，且该通断组合状态中与需要导通晶闸管相对应的触发驱动列线的触发驱动列线信号有效，在该触发选通控制行线与N根触发驱动列线的配置支路中，将该触发选通控制行线与触发驱动列线信号有效的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为接通状态，其它配置支路中的配置开关配置为断开状态。

一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法是，N根触发驱动列线信号一一对应直接作为N个晶闸管的触发控制信号；一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效的方法或者是，所述触发选通配置单元还包括触发控制信号驱动电路；触发控制信号驱动电路的输入为N根触发驱动列线的信号，输出为一一对应的N个晶闸管的触发控制信号。

当交流电压波动使电压等级区间发生变化，导致触发选通控制值改变，需要切换晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态时，在其先后2种不同通断组合状态之间，维持一个不触发区时间，关断在晶闸管开关组中的所有晶闸管。维持一个不触发区时间由不触发区控制信号实现。控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效。进一步地，所述触发选通控制值发生改变后，不触发区控制信号中单脉冲的宽度时间在10ms至30ms之间选取。

延时保护单元中，延迟的触发选通控制值信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

保护驱动单元依据触发选通控制值判别信号是否有效来启动/停止对晶闸管开关组的保护的具体方法是，当触发选通控制值判别信号无效时，控制断开自耦变压器的输入侧供电电压来使晶闸管开关组处于保护状态下。晶闸管开关组处于保护状态下，输入的触发选通控制值判别信号恢复为有效时，保护驱动单元自动停止晶闸管开关组的保护状态。

保护驱动单元依据触发选通控制值判别信号是否有效和不触发区控制信号是否有效来对触发单元的供电电源进行控制的具体方法是，只有当触发选通控制值判别信号有效且不触发区控制信号无效时，控制接通触发单元的供电电源，触发单元正常工作，依据输入的触发控制信号发出触发脉冲；否则切断触发单元的供电电源，停止发出所有的触发脉冲。

晶闸管开关组中的晶闸管为双向晶闸管，或者是2个单向晶闸管反向并联形成的晶闸管交流开关。

本发明的有益效果是：实现交流电压分区编码方法的交流电压分区编码电路能够调整输入交流电压波动范围电压的分区数量，用于分区补偿单相交流稳压器时，能够改变补偿的方式与补偿精度。单相交流稳压装置采用对二极管触发配置矩阵进行不同配置来适应不同的分区数量与补偿方式；采用补偿变压器组和晶闸管开关组进行电压补偿的单相交流稳压装置在采用二极管触发配置矩阵保证晶闸管开关组中同侧晶闸管不同时导通，实现了晶闸管互锁控制的同时，还对因为交流电压分区编码电路发生故障，或者是译码选通单元出现逻辑错误，导致触发选通控制值无效时，停止发出触发脉冲且进行晶闸管开关组的保护，有效地加强了所述单相交流稳压装置针对工作过程异常的保护力度；在晶闸管开关组处于保护状态时，如果触发选通控制值恢复有效，则能够自动停止晶闸管开关组的保护状态并使其重新处于补偿工作状态；未采用单片机、PLC等的程序方式控制晶闸管的通、断切换，避免了程序飞跑、死机等问题造成的稳压装置故障，使单相交流稳压装置的工作更加稳定、可靠。

附图说明

图1为交流电压采样电路实施例；

图2为模数转换编码电路实施例1；

图3为模数转换编码电路实施例2；

图4为单相交流稳压装置的系统组成框图；

图5为自耦补偿式主电路实施例1；

图6为自耦补偿式主电路实施例2；

图7为译码选通单元实施例；

图8为延时保护单元实施例框图；

图9为延时检测模块中针对触发选通控制值信号Y10的延时检测电路实施例1；

图10为延时检测模块中针对触发选通控制值信号Y10的延时检测电路实施例2；

图11为延时检测模块中针对触发选通控制值信号Y10的延时检测电路实施例3；

图12为不触发区控制信号产生模块实施例；

图13为延时保护单元中部分相关波形示意图；

图14为触发单元中触发双向晶闸管SR1的触发电路实施例；

图15为触发选通配置单元实施例1；

图16为触发选通配置单元实施例2；

图17为检错判别单元实施例1；

图18为检错判别单元实施例2；

图19为保护驱动单元实施例。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步说明。

图1为交流电压采样电路实施例，从相线LA1和零线N输入的交流电压经变压器TV1降压后，由二极管DV1-DV4组成的整流桥整流，再经电容CV1滤波和电阻RV2、下限值电位器RPL分压，在下限值电位器RPL上得到与输入的交流电压有效值成正比例关系的交流电压采样值U0；电阻RV1和稳压管WV1组成下限基准电压电路，稳压管WV1上的电压为与给定范围的交流电压低限值对应的下限基准电压Ucp。将下限基准电压Ucp作为基准，交流电压采样值U0与下限基准电压Ucp之间的差分电压为交流电压转换值U1。交流电压采样值U0、交流电压转换值U1还可以采用其他检测电路来实现。

由交流电压采样电路和模数转换编码电路组成的交流电压分区编码电路对交流电压进行采样，将给定范围的交流电压分为给定个数的电压等级区间，输出二进制构成的电压等级编码值。

图2为模数转换编码电路实施例1。图2中，FD2为双积分型A/D转换器ICL7109，ICL7109的运行/保持端RUN、低字节使能端LBEN、测试端TEST接高电平，片选端CE/LOAD、模式端MODE、高字节使能端HBEN、振荡器选择端OSC SEL接低电平，工作在持续(即自动重复)转换方式及高字节直接输出模式；晶振XT1连接至ICL7109的振荡器输入端OSC IN和振荡器输出端OSC OUT；积分电容C11、积分电阻R11、自动调零电容C12的一端连结组成积分电路，另外一端分别连接至ICL7109的积分电容端INT、缓冲器输出端BUF、自动调零电容端AZ；交流电压转换值U1连接至ICL7109的差分输入高端IN HOL；ICL7109的差分输入低端IN LO连接至公共地GND；电阻RF1、上限值电位器RPH对基准电压分压，在上限值电位器RPH上得到参考电压Uref，Uref输入至参考电压正输入端REF IN+和参考电压负输入端REF IN-；参考电容C13连接至参考电容正输入端REF CAP+和参考电容负输入端REF CAP-；ICL7109的V+为正电源端，连接至电源+VCC；ICL7109的V-为负电源端，连接至电源-VCC；ICL7109的GND为数字地端，COMMON为模拟地端，均连接至公共地GND。图2中，模数转换编码电路输出的电压等级编码值P1由从ICL7109的12位输出锁存器中最高4位B12、B11、B10、B9输出的数据L4、L3、L2、L1组成。

图3为模数转换编码电路实施例2，FD3为双积分型A/D转换器MC14433，用于将交流电压波动区间范围的电压区分为电压等级区间并转换为二进制构成的电压等级编码值输出。图3中，MC14433的转换结束输出端EOC连接至转换结果输出控制端DU，使其工作在自动重复转换状态；积分电阻R14和积分电容C14连接至MC14433的外接积分元件端R1、R1/C1、C1；振荡电阻R15连接至MC14433的时钟外接元件端CP0、CP1；补偿电容C15连接至MC14433的外接补偿电容端C01、C02；电阻RF3、上限值电位器RPH1对电源+VCC进行分压，在上限值电位器RPH1上得到参考电压Uref1，Uref1输入至参考电压输入端VREF；VDD为MC14433的正电源端，连接至电源+VCC；VSS为数字地端，VAG为模拟地端，均连接至公共地。

图3中，FD4为4路D锁存器CD4042，CD4042的4位数据输入端D0-D3连接至MC14433的4位数据输出端Q0-Q3；CD4042的触发时钟输入端CP连接至MC14433的百位选通信号输出端DS2；CD4042的时钟极性控制端POL接高电平，正电源端VDD连接至电源+VCC，数字地端VSS连接至公共地。CD4042将MC14433每次转换结束后分时输出的百位BCD数据进行锁存，模数转换编码电路输出的电压等级编码值P1由从CD4042输出端Q3、Q2、Q1、Q0输出的数据L4、L3、L2、L1组成。CD4042可以用其他锁存器来代替。

交流电压分区编码实施例1，采用模数转换编码电路实施例1或者实施例2将区间为248V至192V的交流电压分为区间电压大小为8V的7个电压等级区间；此时，交流电压采样电路中稳压管WV1上的下限基准电压Ucp应该与交流电压波动区间范围的低限理论值192V对应，方法是，调节交流电压采样电路中下限值电位器RPL的电阻值，在交流电压为低限理论值192V时，使交流电压转换值U1等于下限基准电压Ucp。图2或者图3中，L4、L3、L2、L1与电压从低到高7个电压等级区间一一对应的7个电压等级编码值分别是0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110，通过调节模数转换器参考电压的大小来实现。调节参考电压Uref大小的方法是：交流电压在最高2个电压等级区间的分界电压240V处上下波动时，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器RPH或者RPH1的电阻值，使电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动，即L4、L3、L2、L1的数值在0110和0101之间波动。

交流电压分区编码实施例2，采用模数转换编码电路实施例1或者实施例2将区间为244V至196V的交流电压分为区间电压大小为16V的3个电压等级区间；此时，交流电压采样电路中稳压管WV1上的下限基准电压Ucp应该与交流电压波动区间范围的低限理论值196V对应，方法是，调节交流电压采样电路中下限值电位器RPL的电阻值，在交流电压为低限理论值196V时，使交流电压转换值U1等于下限基准电压Ucp。图2或者图3中，L4、L3、L2、L1与电压从低到高3个电压等级区间一一对应的3个电压等级编码值分别是0000、0001、0010，通过调节模数转换器参考电压的大小来实现：交流电压在最高2个电压等级区间的分界电压228V处上下波动时，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器RPH或者RPH1的电阻值，使电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动，即L4、L3、L2、L1的数值在0010和0010之间波动。

交流电压分区编码实施例3，采用模数转换编码电路实施例1或者实施例2将区间为244.5V至174.5V的交流电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间；此时，交流电压采样电路中稳压管WV1上的下限基准电压Ucp应该与交流电压波动区间范围的低限理论值174.5V对应，方法是，调节交流电压采样电路中下限值电位器RPL的电阻值，在交流电压为低限理论值174.5V时，使交流电压转换值U1等于下限基准电压Ucp。图2或者图3中，L4、L3、L2、L1与电压从低到高10个电压等级区间一一对应的10个电压等级编码值分别是0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110、0111、1000、1001，通过调节模数转换器参考电压的大小来实现：交流电压在最高2个电压等级区间的分界电压235.4V处上下波动时，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器RPH或者RPH1的电阻值，使电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动，即L4、L3、L2、L1的数值在1000和1001之间波动。

交流电压分区编码实施例4，采用模数转换编码电路实施例1或者实施例2将区间为255V至185V的交流电压分为区间电压大小为14V的5个电压等级区间；此时，交流电压采样电路中稳压管WV1上的下限基准电压Ucp应该与交流电压波动区间范围的低限理论值185V对应，方法是，调节交流电压采样电路中下限值电位器RPL的电阻值，在交流电压为低限理论值185V时，使交流电压转换值U1等于下限基准电压Ucp。图2或者图3中，L4、L3、L2、L1与电压从低到高5个电压等级区间一一对应的5个电压等级编码值分别是0000、0001、0010、0011、0100，通过调节模数转换器参考电压的大小来实现：交流电压在最高2个电压等级区间的分界电压241V处上下波动时，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器RPH或者RPH1的电阻值，使电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动，即L4、L3、L2、L1的数值在0011和0100之间波动。

图2中，ICL7109的其他外围元件参数可以通过阅读相应的器件数据手册进行确定；ICL7109也可以采用其他器件，例如，采用双积分A/D转换器MAX139、MAX140、ICL7107等替换ICL7109，MAX139、MAX140、ICL7107等输出的二进制编码为7段代码，其作用与ICL7109输出的BCD码相同。调节参考电压Uref，ICL7109最高4位B12、B11、B10、B9的值最大能够达到1111，即图2的模数转换编码电路实施例1能够编码的最大电压等级区间数量可以达到16个。图3中，MC14433的其他外围元件参数可以通过阅读相应的器件数据手册进行确定；调节参考电压U2ref，MC14433百位输出的数据最大能够达到1001，即图3的模数转换编码电路实施例2能够编码的最大电压等级区间数量可以达到10个。

交流电压分区编码电路应用于交流稳压器时，图4为单相交流稳压装置的系统组成框图，交流电压分区编码电路对交流电压进行采样，输出电压等级编码值P1；译码选通单元对电压等级编码值P1进行译码，输出触发选通控制值P2；延时保护单元输入触发选通控制值P2，输出延迟后的触发选通控制值P3和不触发区控制信号P4；触发选通配置单元输入延迟后的触发选通控制值P3，输出触发控制信号P5；触发单元根据输入的触发控制信号P5，发出触发信号P6至自耦补偿式主电路，控制晶闸管开关组中双向晶闸管的通断；检错判别单元输入延迟后的触发选通控制值P3，输出触发选通控制值判别信号P7；保护驱动单元输入不触发区控制信号P4和触发选通控制值判别信号P7，依据触发选通控制值判别信号P7是否有效来启动/停止对晶闸管开关组的保护，同时依据触发选通控制值判别信号P7是否有效和不触发区控制信号P4是否有效来控制触发单元的供电电源。

图5为自耦补偿式主电路实施例1，包括补偿变压器TB1和自耦变压器TB2，6个双向晶闸管SR1-SR6共同组成晶闸管开关组，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、继电器常闭开关KA-2组成继电器保护电路。

图5中，补偿变压器TB1的补偿线圈串联在相线上，相线输入端为LA1，输出端为LA2。TB1励磁线圈上的电压由晶闸管开关组控制。自耦变压器TB2有3个输出抽头C1、C2、C3，双向晶闸管SR1、SR3、SR5的一端并联后连接至TB1励磁线圈的一端，SR1、SR3、SR5的另外一端分别连接至抽头C1、C2、C3；双向晶闸管SR2、SR4、SR6的一端并联后连接至TB1励磁线圈的另外一端，SR2、SR4、SR6的另外一端则分别连接至抽头C1、C2、C3。设自耦变压器TB2抽头C1、C2间的输出电压U12与C2、C3间的输出电压U23不同，且电压U23是电压U12的2倍；则晶闸管开关组最多有正向U12、正向U23、正向U12+U23、反向U12、反向U23、反向U12+U23共6种励磁线圈电压补偿方式，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿方式，相线输入端LA1输入的交流电压能够最多被分成7个电压区间进行补偿控制。图5中，N为零线，G11、G12至G61、G62分别为双向晶闸管SR1至SR6的触发信号输入端。图5中，双向晶闸管SR1、SR3、SR5组成同侧晶闸管，双向晶闸管SR2、SR4、SR6组成另一同侧晶闸管；为避免短路，同侧晶闸管中不能同时有2个及2个以上的晶闸管同时导通；例如，SR1、SR3不能同时导通，SR4、SR6不能同时导通，等等。

图6为自耦补偿式主电路实施例2，包括补偿变压器TB1和自耦变压器TB2，8个双向晶闸管SR1-SR8共同组成晶闸管开关组，熔断器FU1和继电器常开开关KA-1、继电器常闭开关KA-2组成继电器保护电路。

图6中，补偿变压器TB1的补偿线圈串联在相线上，相线输入端为LA1，输出端为LA2。TB1励磁线圈上的电压由晶闸管开关组控制。自耦变压器TB2有4个输出抽头C1、C2、C3、C4，双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7的一端并联后连接至TB1励磁线圈的一端，SR1、SR3、SR5、SR7的另外一端分别连接至抽头C1、C2、C3、C4；双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8的一端并联后连接至TB1励磁线圈的另外一端，SR2、SR4、SR6、SR8的另外一端则分别连接至抽头C1、C2、C3、C4。设自耦变压器TB2抽头C1、C2间的输出电压U12，C2、C3间的输出电压U23，C3、C4间的输出电压U34各不不同，且电压U23是电压U12的3倍，电压U34是电压U12的2倍；则晶闸管开关组包括正向U12、正向U23、正向U34、正向U12+U23、正向U23+U34、正向U12+U23+U34、反向U12、反向U23、反向U34、反向U12+U23、反向U23+U34、反向U12+U23+U34共12种励磁线圈电压补偿方式，外加一种输入电压在正常范围之内时的0电压补偿方式，相线输入端LA1输入的交流电压能够被分成最多13个电压区间进行补偿控制。图6中，N为零线，G11、G12至G81、G82分别为双向晶闸管SR1至SR8的触发信号输入端。图6中，双向晶闸管SR1、SR3、SR5、SR7组成同侧晶闸管，双向晶闸管SR2、SR4、SR6、SR8组成另一同侧晶闸管；为避免短路，同侧晶闸管中不能同时有2个及2个以上的晶闸管同时导通；例如，SR1、SR7不能同时导通，SR4、SR8不能同时导通，等等。

图5、图6中的每个双向晶闸管均可以用2个反向并联的单向晶闸管替代。图5、图6中，继电器常开开关和继电器常闭开关组成继电器保护开关。

设输入的交流电压波动范围为220V±10％，要求采用自耦补偿式主电路实施例1将其稳定在220V±2％的范围内输出，交流电压波动区间范围是242V至198V，此时采用图2或者图3的模数转换编码电路实施例完成的交流电压分区编码实施例1，可以将输入在248V至192V之间的电压分为区间电压大小为8V的7个电压等级区间，即m和M均等于7；其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；3个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。8V的电压区间约为220V±1.82％，满足输出控制在220V±2％之内的要求。采用图5自耦补偿式主电路实施例1进行补偿，则自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为8V；仅用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为16V；同时使用输出电压U12、U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为24V。8V的7个电压等级区间对应的交流电压波动区间为248V至192V，覆盖了输入电压的实际波动范围242V至198V。

设输入的交流电压波动范围为220V±10％，要求采用自耦补偿式主电路实施例1将其稳定在220V±4％的范围内输出，交流电压波动区间范围是242V至198V，此时采用图2或者图3的模数转换编码电路实施例完成的交流电压分区编码实施例2，可以将输入在244V至196V之间的电压分为区间电压大小为16V的3个电压等级区间，即m等于7，M等于3；其中1个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；1个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。16V的电压区间约为220V±3.64％，满足输出控制在220V±4％之内的要求；16V的3个电压等级区间对应的交流电压波动区间为244V至196V，覆盖了输入电压的实际波动范围。采用图5自耦补偿式主电路实施例1进行补偿，则自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压，TB1补偿电压为16V。

设输入的交流电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求采用自耦补偿式主电路实施例2将其稳定在220V±2％的范围内输出，交流电压波动区间范围是242V至176V，此时采用图2或者图3的模数转换编码电路实施例完成的交流电压分区编码实施例3，可以将输入在244.5V至174.5V之间的电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间，即m和M均等于10；其中的3个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；6个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。7V的10个电压等级区间对应的交流电压波动区间为244.5V至174.5V，覆盖了输入电压的实际波动范围。采用图6自耦补偿式主电路实施例2进行补偿，则自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为7V；仅用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为21V；仅用输出电压U34做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为14V；同时使用输出电压U12、U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为28V；等等。

设输入的交流电压波动范围为220V±15％，要求采用自耦补偿式主电路实施例2将其稳定在220V±3.5％的范围内输出，交流电压波动区间范围是253V至187V，此时采用图2或者图3的模数转换编码电路实施例完成的交流电压分区编码实施例4，可以将波动区间的电压分为区间电压大小为14V的5个电压等级区间，即m等于10，M等于5；其中2个电压等级区间的电压高于要求的输出电压范围，需要进行降压补偿；2个电压等级区间的电压低于要求的输出电压范围，需要进行升压补偿；1个电压等级区间在要求的输出电压范围之内，进行0电压补偿，即不补偿。14V的5个电压等级区间对应的实际交流电压波动区间为255V至185V，覆盖了输入电压的实际波动范围。采用图6自耦补偿式主电路实施例2进行补偿，则自耦变压器TB2的输入电压为交流220V，仅用输出电压U34做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为14V；同时使用输出电压U12、U23做TB1的励磁线圈电压时，TB1补偿电压为28V。

采用补偿式主电路实施例1进行补偿，将输入电压波动区间分为不超过7个电压等级区间时，由L4、L3、L2、L1组成的电压等级编码值中，L4恒等于0，因此，此时实际的电压等级编码值也可以认为是由3位，即L3、L2、L1组成。

译码选通单元对输入的、与M个电压等级区间一一对应的电压等级编码值进行译码，输出M位二进制数构成的触发选通控制值；当交流电压处于M个电压等级区间中的一个时，M位触发选通控制值中对应的一位有效，其他位无效。M位触发选通控制值的有效位为高电平，即二进制1；无效位为低电平，即二进制0；或者是，M位触发选通控制值的有效位为低电平，即二进制0；无效位为高电平，即二进制1。

图7为译码选通单元实施例，其中，图7(a)为针对电压等级编码值为3位，m等于7，对应不超过7个电压等级编码值的译码选通单元实施例1，图7(b)为针对电压等级编码值为4位，m等于10，对应有10个电压等级编码值的译码选通单元实施例2。表1为与图7(a)对应的逻辑真值表；图7(a)中，FD5为ROM存储器，ROM存储器的地址输入端为译码选通单元的信号输入端，3位电压等级编码值L1-L3依次连接至ROM存储器的地址输入端A0-A2；ROM存储器的数据输出端为译码选通单元的信号输出端，其7位数据输出端D0-D6输出7位译码输出值，由7位译码输出值中的M个输出信号组成触发选通控制值P2。

表1中，输出的7位译码输出值为高电平有效，ROM存储器FD5的存储单元内容按照表1写入。图7(a)中，输入的信号L3-L1分别为与7个电压等级区间一一对应的000、001、010、011、100、101、110电压等级编码值时，输出的7位译码输出值中，分别使其中的Y11、Y12、Y13、Y14、Y15、Y16、Y17为高电平；当输入的信号L3-L1不是000、001、010、011、100、101、110中的一个时，使输出的Y11、Y12、Y13、Y14、Y15、Y16、Y17均为低电平。

图7(a)及表1实施例中，当m等于7，M等于3时，即针对只有3个电压等级区间的电压等级编码值000、001、010进行译码时，其7位译码输出值Y11-Y17中只可能使Y11、Y12、Y13有效，输出的触发选通控制值P2由其中3位的Y21-Y23组成。

表1

如果要求输出的触发选通控制值为低电平有效，则表1逻辑真值表的输出信号中的1需要改变为0，0需要改变为1；用ROM存储器实现其功能时，存储单元的内容按照表1反相即可。

图7(a)的ROM存储器同样可以用于针对与其他数量电压等级区间一一对应的电压等级编码值进行译码。例如，针对输入为4位电压等级编码值、输出为最多10位触发选通控制值例子进行译码时，4位电压等级编码值L1-L4依次连接至ROM存储器的地址输入端A0-A3；ROM存储器的数据输出端为译码选通单元的信号输出端，其10位数据输出端D0-D9输出10位译码输出值，由10位译码输出值中的M个输出信号组成触发选通控制值P2。扩充表1的内容，使ROM存储器的存储单元依次为0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110、0111、1000、1001时，分别使存储单元中的D0、D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9位为1，其他位为0；地址为非0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110、0111、1000、1001的存储单元中所有位为0；则输入的信号L4-L1分别为0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110、0111、1000、1001时，输出的10位译码输出值中，分别使其中的Y11、Y12、Y13、Y14、Y15、Y16、Y17、Y18、Y19、Y110为高电平；当输入的信号L4-L1不是0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110、0111、1000、1001中的一个时，使输出的Y11、Y12、Y13、Y14、Y15、Y16、Y17、Y18、Y19、Y110均为低电平，即输出的触发选通控制值无效。

图7(b)中，FD6为8421BCD译码器74HC42，74HC42的编码值输入端为译码选通单元的信号输入端，A、B、C、D依次连接至4位电压等级编码值L1-L4；74HC42的译码输出端为译码选通单元的信号输出端，其10位译码输出端S0-S9分别为Y11-Y110，Y11-Y110组成10位译码输出值，由10位译码输出值中的M个输出信号组成触发选通控制值P2。表2为与图7(b)对应的逻辑真值表，输出的10位译码输出值为低电平有效，相应地，触发选通控制值也为低电平有效。图7(b)中，输入的信号L4-L1分别为0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110、0111、1000、1001时，输出的10位译码输出值中，分别使其中的Y11、Y12、Y13、Y14、Y15、Y16、Y17、Y18、Y19、Y110为低电平；当输入的信号L4-L1不是0000、0001、0010、0011、0100、0101、0110、0111、1000、1001中的一个时，使输出的Y11、Y12、Y13、Y14、Y15、Y16、Y17、Y18、Y19、Y110均为高电平，即输出的触发选通控制值无效。

如果要求输出的10位触发选通控制值为高电平有效，可以在图7(b)中74HC42的输出S0-S9后面增加一级反相器来实现。

图7(b)及表2实施例中，当m等于10，M等于5时，例如，针对只有5个电压等级区间的电压等级编码值0000、0001、0010、0011、0100进行译码时，其10位译码输出值Y11-Y110中只可能使Y11-Y15有效，输出的触发选通控制值P2由10位译码输出值中的5位Y21-Y25组成。

表1、表2的实质是组合逻辑真值表，译码选通单元还可以采用ROM存储器、译码器之外的其他逻辑器件组成的电路来实现。译码选通单元中的ROM存储器，或者是译码器，或者是用其他逻辑器件组成的电路，均采用正单电源+VCC供电。

表2

图8为延时保护单元实施例框图，其中，延时检测模块YC1分别对包括M位触发选通控制值Y11-Y1M的输入信号Y11-Y1m进行信号延迟得到延迟后的信号Y21-Y2m，其中的Y21-Y2M组成延迟后的触发选通控制值P3；YC1模块同时分别对输入信号Y11-Y1m进行边沿检测得到边沿检测信号Y31-Y3m；不触发区控制信号产生模块YC2输入边沿检测信号Y31-Y3m，将M位触发选通控制值Y11-Y1M中的边沿变化转换为不触发区控制信号P4输出。图8的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图7(a)译码选通单元实施例1输出的触发选通控制值时，m等于7；图8的实施例框图中，延时检测模块YC1的输入为图7(b)译码选通单元实施例2输出的触发选通控制值时，m等于10。

图9为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例1。电阻RY0、电容CY0、驱动门FY0实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，反相器FY1的输出信号YP1中，在Y11上升沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，反相器FY3的输出信号YP2中，在Y11下降沿之后输出与之相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY4实现的是负逻辑的或逻辑功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY4输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY4输出一个正脉冲形式的单脉冲。图9中，驱动门FY0、反相器FY1、反相器FY3优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；驱动门FY0可由2个带施密特输入的反相器组成。

图10为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例2。反相器FY5、电阻RY3、电容CY3对输入信号Y11进行反相和延迟，得到Y11经延迟的反相信号YP0；反相器FY6再将YP0反相，得到Y11经延迟后的信号Y21。与非门FY7输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP1中产生与Y11上升沿相应的负脉冲形式的单脉冲；或门FY8输入的信号为Y11和Y11经延迟的反相信号YP0，输出信号YP2中产生与Y11下降沿相应的负脉冲形式的单脉冲。与非门FY9实现的是负逻辑的或逻辑功能，当输入信号YP1、YP2中有负脉冲产生时，与非门FY9输出的边沿检测信号Y31中产生正脉冲，即当输入信号Y11有变化时，与非门FY9输出一个正脉冲形式的单脉冲。图10中，反相器FY6、与非门FY7、或门FY8优选带施密特输入的器件，例如，反相器选择74HC14，CD40106等等；与非门选择74HC132、CD4093等等；或门选择74HC7032，或者是选择2个带施密特输入的反相器和1个与非门来实现或门功能。

图11为延时检测模块中针对输入信号Y11的延时检测电路实施例3，其中由电阻RY1、电容CY1、二极管DY1、反相器FY1组成针对输入信号Y11的上升沿检测电路，和由电阻RY2、电容CY2、二极管DY2、反相器FY2、FY3组成针对输入信号Y11的下降沿检测电路，以及利用与非门FY4输出边沿检测信号Y31的电路与图9的实施例1相同。图11中，由反相器FY11、FY12、FY13、FY14实现对Y11的信号延迟，得到Y11经延迟后的信号Y21。

图9、图10、图11的实施例1-3均为针对输入信号Y11的延时检测电路，针对其他信号Y12-Y1m的延时检测电路，与相应实施例中针对输入信号Y11进行延时检测的电路结构与功能一样。延时检测电路也可以采用满足要求的其他电路来实现其功能。

不触发区控制信号产生模块的功能是，当输入的针对触发选通控制值的边沿检测信号中的任何一个或者多个产生有与边沿相关的单脉冲时，不触发区控制信号中输出一个单脉冲。图12为不触发区控制信号产生模块实施例，由包括有m个输入的或非门FY10、m个下拉电阻Rz1-Rzm、m个边沿检测信号选通开关z1-zm的电路实现相应的功能，m位边沿检测信号Y31-Y3m分别经边沿检测信号选通开关z1-zm连接至或非门FY10的m个输入端，下拉电阻RZ1-RZm用于当某个z1-zm开路时，将相应的或非门FY10输入信号下拉为低电平；或非门FY10输出为不触发区控制信号P4。图12实施例中，不触发区控制信号输出的单脉冲为负脉冲，即不触发区控制信号低电平有效；将或非门FY10换成或门时，不触发区控制信号输出的单脉冲为正脉冲。如果输入的边沿检测信号Y31-Y3M中产生的有与边沿相关的单脉冲为负脉冲，则图12中的或非门FY10应该更改为与非门或者是与门，实现负逻辑下的或逻辑功能。

译码选通单元输出的m位译码输出值全部送至了延时保护单元的m位输入端；m个边沿检测信号选通开关z1-zm用于将m位译码输出值中的M位触发选通控制值连接至或非门FY10的输入端，将M小于m时，多余的输入信号不连接至或非门FY10的输入端；例如，m等于7，M也等于7时，边沿检测信号选通开关z1-z7全部接通；m等于7，M等于3时，边沿检测信号选通开关z1-z3接通，z4-z7断开，下拉电阻RZ4-RZ7将开关z4-z7后面的或非门FY10输入端信号下拉为低电平，此时，不触发区控制信号由Y11-Y13中的边沿变化所产生。译码选通单元的实施例1和实施例2中，当M小于m时，除了M位触发选通控制值之外的m位数据中的其他数据不会发生变化，例如，译码选通单元实施例1中M等于3时，其余的4位输出为不变的低电平，不会产生边沿检测信号；译码选通单元实施例2中M等于5时，其余的5位输出为不变的高电平，不会产生边沿检测信号；因此，当M小于m时，即使将m位边沿检测信号Y31-Y3m全部连接至或非门FY10的输入端，m位译码输出值中除M位触发选通控制值之外的信号不会使不触发区控制信号中输出单脉冲；因此，采用译码选通单元实施例1或者实施例2输出m位译码输出值时，图12中的m个下拉电阻Rz1-Rzm、m个边沿检测信号选通开关z1-zm可以不用，将m位边沿检测信号Y31-Y3m直接全部连接至或非门FY10的输入端。

延时保护单元中的所有门电路均采用正单电源+VCC供电。图13为延时保护单元中部分相关波形示意图。从译码选通单元的原理及要求可知，其输出的触发选通控制值发生正常改变时，每次都有2位发生变化。图13中，触发选通控制值中的Y11分别发生一次上升沿改变和下降沿改变，Y21是Y11延迟T1时间后的触发选通控制值；在图9的延时检测电路实施例1中，T1由电阻RY0与电容CY0的乘积大小(即时间常数大小)决定；在图10的延时检测电路实施例2中，T1由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定；在图11的延时检测电路实施例3中，T1由反相器FY11、FY12、FY13、FY14本身的门延迟时间大小决定。图13中，信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲宽度为T2；在图9的延时检测电路实施例1和图11的延时检测电路实施例3中，T2由电阻RY1与电容CY1的乘积大小决定；在图10的延时检测电路实施例2中，T2由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图13中，信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲宽度为T3；在图9的延时检测电路实施例1和图11的延时检测电路实施例3中，T3由电阻RY2与电容CY2的乘积大小决定；在图10的延时检测电路实施例2中，T3由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定。图13中，边沿检测信号Y31中的2个正脉冲分别与信号YP1中因Y11上升沿产生的负脉冲和信号YP2中因Y11下降沿产生的负脉冲对应。设在图13触发选通控制值中的Y11发生上升沿改变时，触发选通控制值中的Y12发生下降沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32相应产生一个正脉冲；设当Y11发生下降沿改变时，触发选通控制值中的Y12同时发生一次上升沿改变，此时其对应的边沿检测信号Y32中相应产生一个正脉冲；在此期间，Y11、Y12之外的其他包括触发选通控制值信号在内的译码输出值信号没有发生变化，相应的边沿检测信号均为低电平，图13中未画出。依据前述的不触发区控制信号产生模块的或逻辑功能，不触发区控制信号产生模块输出的单脉冲宽度与输入的边沿检测信号中共同产生该单脉冲的输入脉冲中最宽的脉冲宽度相同，这种宽度差异是因不同延时检测电路中决定T2、T3的电阻、电容值的差异所造成。图13中，Y31中的第1个正脉冲比Y32中的第1个正脉冲宽，Y31中的第2个正脉冲比Y32中的第2个正脉冲窄，不触发区控制信号P4中的第1个负脉冲宽度与边沿检测信号Y31中的第1个正脉冲宽度一致，不触发区控制信号P4中的第2个负脉冲宽度与边沿检测信号Y32中的第2个正脉冲宽度一致。

在图9延时保护单元的延时检测电路实施例1中，触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY1、FY4以及图12中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY3、FY4以及图12中FY10的延迟时间之和；由电阻RY0与电容CY0的乘积大小决定的触发选通控制值的信号延迟时间T1的选择范围是ms数量级，显然，大于触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。严格来说，T1实际上包括电阻RY0与电容CY0所造成的滞后时间，以及门电路FY0的延迟时间之和。图9实施例1中，在选择参数时，要使T2的值和T3的值均大于T1的值，使触发选通控制值信号延迟改变的时刻满足早于触发选通控制值发生改变后输出的不触发区控制信号单脉冲后沿时刻的要求。

在图10的延时保护单元中延时检测电路实施例2中，触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间为门电路FY7、FY9以及图12中FY10的延迟时间之和，或者是门电路FY8、FY9以及图12中FY10的延迟时间之和；T1为ms数量级的数值，显然，此时由电阻RY3与电容CY3的乘积大小决定的触发选通控制值的信号延迟时间T1大于触发选通控制值发生改变至对应的不触发区控制信号单脉冲前沿的延迟时间，即触发选通控制值信号延迟改变的时刻晚于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的前沿时刻。图10的延时检测电路实施例2中，触发选通控制值信号延迟改变的时刻与触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻均受信号YP0改变的影响；触发选通控制值信号延迟改变的时刻为信号YP0改变后再经门电路FY6的延迟；触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻为信号YP0改变后再经门电路FY7、FY9和图12中FY10的延迟时间之和，或者是信号YP0改变后再经门电路FY8、FY9和图12中FY10的延迟时间之和；显然，此时触发选通控制值信号延迟改变的时刻比触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻少经过2个门电路的延迟时间，满足触发选通控制值信号延迟改变的时刻需早于触发选通控制值发生改变后输出的单脉冲的后沿时刻的要求。

图14为触发单元中触发图5自耦补偿式主电路实施例1，或者是触发图6自耦补偿式主电路实施例2中双向晶闸管SR1的触发电路实施例，由交流触发光耦UG1、电阻RG1、电阻RG2组成，触发控制信号P51低电平有效。交流触发光耦UG1可以选择MOC3022、MOC3023、MOC3052、MOC3053等移相型双向晶闸管输出光电耦合器。电源+VCCK为受保护驱动单元控制的受控电源。触发图5自耦补偿式主电路实施例1中双向晶闸管SR2-SR6，或者是触发图6自耦补偿式主电路实施例2中双向晶闸管SR2-SR8的触发电路与触发双向晶闸管SR1的电路结构一样。图14的交流触发光耦UG1从G11、G12输出的触发脉冲，和触发单元中其他交流触发光耦输出的触发脉冲共同组成触发信号P6。

图15为触发选通配置单元的实施例1，用于实现触发选通控制值高电平有效且m等于7，即M不超过7，触发控制信号低电平有效且N等于6时的触发选通配置。图15中，42个二极管D11-D76、42个配置开关K11-K76、7根触发控制行线Y21-Y27、6根触发驱动列线VK1-VK6组成二极管触发配置矩阵，电阻RS1-RS6、三极管VS1-VS6组成触发控制信号P51-P56的驱动电路，最多可由P51-P56组成触发控制信号P5，控制6个晶闸管。在7根触发控制行线Y21-Y27和6根触发驱动列线VK1-VK6的交叉位置均设置了由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上。

将图15的触发选通配置单元实施例1用于针对图5自耦补偿式主电路实施例1进行补偿控制；设交流电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出；此时，交流电压分区编码电路将波动区间电压分为区间电压大小为8V的7个电压等级区间，触发选通控制值为7位的Y21-Y27，选择图15中的7根触发控制行线Y21-Y27全部为触发选通控制行线。表3为此时触发选通配置单元的触发选通配置表，列出了针对7位的触发选通控制值Y21-Y27分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y27的分别有效与电压等级区间1-7对应，触发选通配置单元依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制自耦补偿式主电路实施例1中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。

表3中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表3中共有14个配置开关需要配置为导通状态。在某根触发选通控制行线有效时，与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动列线之间的配置开关配置为导通状态，经二极管进行连接，使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线有效。例如，输入电压为最低的电压等级1、即Y21有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K16导通，使二极管D11、D16导通，触发驱动行线VK1、VK6为高电平分别控制三极管VS1、VS6导通使P51、P56有效去开通双向晶闸管SR1、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K23、K26导通，使二极管D23、D26导通，触发驱动行线VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS3、VS6导通使P53、P56有效去开通双向晶闸管SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K45、K46导通，使二极管D45、D46导通，触发驱动行线VK5、VK6为高电平分别控制三极管VS5、VS6导通使P55、P56有效去开通双向晶闸管SR5、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿，即TB1的励磁线圈电压为0；输入电压为电压等级5、即Y25有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K52、K53导通，使二极管D52、D53导通，触发驱动行线VK2、VK3为高电平分别控制三极管VS2、VS3导通使P52、P53有效去开通双向晶闸管SR2、SR3，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U12做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；等等。

表3

将图15的触发选通配置单元实施例1用于针对图5自耦补偿式主电路实施例1进行补偿控制，交流电压波动范围为220V±10％，要求将其稳定在220V±4％的范围内输出；此时，交流电压分区编码电路将波动区间电压分为区间电压大小为16V的3个电压等级区间，触发选通控制值为3位的Y21-Y23，选择图15中的3根触发控制行线Y21-Y23为触发选通控制行线。表4为此时触发选通配置单元的触发选通配置表，列出了针对3位的触发选通控制值Y21-Y23分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y23的分别有效与电压等级区间1-3对应。

表4

表4中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表4中共有6个配置开关需要配置为导通状态。输入电压为电压等级1、即Y21有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K13、K16导通，使二极管D13、D16导通，触发驱动行线VK3、VK6为高电平分别控制三极管VS3、VS6导通使P53、P56有效去开通双向晶闸管SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级2、即Y22有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K25、K26导通，使二极管D25、D26导通，触发驱动行线VK5、VK6为高电平分别控制三极管VS5、VS6导通使P55、P56有效去开通双向晶闸管SR5、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿；输入电压为电压等级3、即Y23有效为高电平时，二极管触发配置矩阵中的K34、K35导通，使二极管D34、D35导通，触发驱动行线VK4、VK5为高电平分别控制三极管VS4、VS5导通使P54、P55有效去开通双向晶闸管SR4、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，控制关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿。

图16为触发选通配置单元的实施例2，用于实现触发选通控制值低电平有效且m等于10，即M不超过10，触发控制信号低电平有效且8，即N等于8的补偿控制时的触发选通配置。图16中，80个二极管D01-D98、80个配置开关K01-K98、10根触发控制行线Y21-Y210、8根触发驱动列线VK1-VK8组成二极管触发配置矩阵，由二极管触发配置矩阵的8根触发驱动列线VK1-VK8直接输出低电平有效的触发控制信号P51-P58。在10根触发控制行线Y21-Y210和8根触发驱动列线VK1-VK8的交叉位置均设置了由二极管和配置开关串联组成的配置支路，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上。图16的触发选通配置单元实施例2与图15的触发选通配置单元实施例1的主要区别在于触发选通控制值低电平有效，以及由触发选通控制值的低电平有效通过配置导通的二极管，直接作为多个交流触发光耦的输入端发光二极管的驱动源，没有触发控制信号驱动电路。

将图16的触发选通配置单元实施例2用于针对图6自耦补偿式主电路实施例2进行补偿控制；设交流电压波动范围为220V+10％至220V-20％，要求将其稳定在220V±2％的范围内输出；此时，交流电压分区编码电路将波动区间电压分为区间电压大小为7V的10个电压等级区间，触发选通控制值为10位的Y21-Y210，选择图16中的10根触发控制行线Y21-Y210全部为触发选通控制行线。表5为此时触发选通配置单元的触发选通配置表，列出了针对10位的触发选通控制值Y21-Y210分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y210的分别有效与电压等级区间1-10对应，触发选通配置单元依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制自耦补偿式主电路实施例2中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。

表5

表5中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表5中共有20个配置开关需要配置为导通状态。在某根触发选通控制行线有效时，与其有效时对应通断组合状态需要导通双向晶闸管的触发驱动列线之间的配置开关配置为导通状态，经二极管进行连接，使需要导通双向晶闸管的触发驱动行线有效。例如，输入电压为电压等级7、即Y27有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K77、K78导通，使二极管D77、D78导通，触发驱动行线VK7、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR7、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿，即TB1的励磁线圈电压为0；输入电压为电压等级8、即Y28有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K82、K83导通，使二极管D82、D83通，触发驱动行线VK2、VK3为低电平去开通双向晶闸管SR2、SR3，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U12做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；输入电压为电压等级9、即Y29有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K96、K97导通，使二极管D96、D97导通，触发驱动行线VK6、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR6、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U34做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；输入电压为电压等级10、即Y210有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K04、K05导通，使二极管D04、D05导通，触发驱动行线VK4、VK5为低电平去开通双向晶闸管SR4、SR5，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；输入电压为电压等级6、即Y26有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K61、K64导通，使二极管D61、D64导通，触发驱动行线VK1、VK4为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR4，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U12做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K43、K46导通，使二极管D43、D46导通，触发驱动行线VK3、VK6为低电平去开通双向晶闸管SR3、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用输出电压U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级3、即Y23有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K31、K36导通，使二极管D31、D36导通，触发驱动行线VK1、VK6为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K18导通，使二极管D11、D18导通，触发驱动行线VK1、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR1、R8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23+U34做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；等等。

将图16的触发选通配置单元实施例2用于针对图6自耦补偿式主电路实施例2进行补偿控制；设交流电压波动范围为220V±15％，要求将其稳定在220V±3.5％的范围内输出；此时，交流电压分区编码电路将波动区间电压分为区间电压大小为14V的5个电压等级区间，触发选通控制值为5位的Y21-Y25，选择图16中的5根触发控制行线Y21-Y25为触发选通控制行线。表6为此时触发选通配置单元的触发选通配置表，列出了针对5位的触发选通控制值Y21-Y25分别有效时，配置相应的有效触发控制信号时二极管触发配置矩阵中配置开关的配置状态。触发选通控制值Y21-Y25的分别有效与电压等级区间1-5对应，触发选通配置单元依据触发选通控制值，通过触发控制信号控制自耦补偿式主电路实施例2中双向晶闸管的通断状态进行相应的电压补偿。

表6中，列出的配置开关需要配置为导通状态，未列出的配置开关需要配置为断开状态；表6中共有10个配置开关需要配置为导通状态。例如，输入电压为电压等级3、即Y23有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K37、K38导通，使二极管D37、D38导通，触发驱动行线VK7、VK8为低电平去开通双向晶闸管SR7、SR8，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，实现0电压补偿；输入电压为电压等级1、即Y21有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K11、K16导通，使二极管D11、D16导通，触发驱动行线VK1、VK6为低电平去开通双向晶闸管SR1、SR6，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，采用输出电压U12+U23做TB1的励磁线圈电压进行正向补偿；输入电压为电压等级4、即Y24有效为低电平时，二极管触发配置矩阵中的K46、K47导通，使二极管D46、D47导通，触发驱动行线VK6、VK7为低电平去开通双向晶闸管SR6、SR7，二极管触发配置矩阵中的其他二极管截止，关断其他双向晶闸管，仅采用反向输出电压U34做TB1的励磁线圈电压进行反向补偿；等等。

表6

图16的触发选通配置单元的实施例2用于针对图6自耦补偿式主电路实施例2进行补偿控制时，触发选通控制值中的低电平需要直接驱动2个交流触发光耦的输入端发光二极管发光；交流触发光耦选择MOC3022、MOC3052等时，需要20mA的驱动电流；交流触发光耦选择MOC3023、MOC3053等时，需要10mA的驱动电流。图16的触发选通配置单元的实施例2也可以用于针对图5自耦补偿式主电路实施例1进行补偿控制，此时，触发选通控制值中的低电平也需要直接驱动2个交流触发光耦的输入端发光二极管发光。

图15的触发选通配置单元的实施例1也可以用于针对图6自耦补偿式主电路实施例2进行补偿控制，此时，需要增加触发控制行线数量和触发驱动列线数量。图15、图16扩展时，二极管触发配置矩阵在触发控制行线与触发驱动列线的所有交叉处均需要设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路。

检错判别单元的功能是当判断出触发选通控制值的M位中有且只有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号P7有效，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效；即触发选通控制值的M位中不只有一位有效时，或者是没有一位有效时，令输出的触发选通控制值判别信号P7无效。

图17为检错判别单元实施例1，输入为Y21-Y27，针对高电平有效的、m为7，即最多为7位的触发选通控制值P3进行判别；输出的触发选通控制值判别信号P7高电平有效，低电平无效；即输出P7为1，表示触发选通控制值有效；输出P7为0，表示触发选通控制值无效。图17中，FD7为具有10位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，7位触发选通控制值Y21-Y27分别经选通开关k1-k7连接至7位地址输入A0-A6，触发选通控制值判别信号P7从数据输出端D0输出；下拉电阻RX1-RX7用于当选通开关开路时，将相应的ROM存储器输入信号下拉为低电平。表7为检错判别单元实施例1的逻辑真值表，也是图17中ROM存储器的存储单元内容数据表。

图17中ROM存储器存储单元的内容按照表7的数据写入。如果输入的触发选通控制值P3为7位，即M等于7，则将图17中的选通开关k1-k7全部闭合，7位触发选通控制值Y21-Y27全部实际输入至ROM存储器的7位地址输入A0-A6。表7中，只有触发选通控制值的7位Y21-Y27中有且只有一位为有效的1时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

图17中，如果输入的触发选通控制值P3为3位，即M等于3，则将图17中的选通开关k1-k3闭合，k4-k7断开；3位触发选通控制值Y21-Y23实际输入至ROM存储器的3位地址输入A0-A2，ROM存储器的另外4位地址输入A3-A6由下拉电阻下拉为0；此时，表7中的第4-7行的输入情况不可能产生，只有触发选通控制值的3位Y21-Y23中有且只有一位为有效的1时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

表7

图17中，如果需要输出的触发选通控制值判别信号P7低电平有效，高电平无效，则将表7中最后1列数据的内容全部0变1，1变0即可。

图18为检错判别单元实施例2，输入为Y21-Y210，针对低电平有效的、m为10，即最多为10位的触发选通控制值P3进行判别；输出的触发选通控制值判别信号P7高电平有效，低电平无效；即输出P7为1，表示触发选通控制值有效；输出P7为0，表示触发选通控制值无效。图18中，FD8为具有10位地址输入和1位数据输出的ROM存储器，10位触发选通控制值Y21-Y210分别经选通开关j1-j10连接至10位地址输入A0-A9，触发选通控制值判别信号P7从数据输出端D0输出；上拉电阻RJ1-RJ10用于当选通开关开路时，将相应的ROM存储器输入信号上拉为高电平。表8为检错判别单元实施例2的逻辑真值表，也是图18中ROM存储器的存储单元内容数据表。

图18中ROM存储器存储单元的内容按照表8的数据写入。如果输入的触发选通控制值P3为10位，即M等于10，则将图18中的选通开关j1-j10全部闭合，10位触发选通控制值Y21-Y210全部实际输入至ROM存储器的10位地址输入A0-A9。表8中，只有触发选通控制值的10位Y21-Y210中有且只有一位为有效的1时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7为无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

图18中，如果输入的触发选通控制值P3为9位，即M等于9，则将图18中的选通开关k1-k9闭合，k10断开；9位触发选通控制值Y21-Y29实际输入至ROM存储器的9位地址输入A0-A8，ROM存储器的另外1位地址输入A9由上拉电阻上拉为1；此时，表8中的第10行的输入情况不可能产生，只有触发选通控制值的9位Y21-Y29中有且只有一位有效的0时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

图18中，如果输入的触发选通控制值P3为7位，即M等于7，则将图17中的选通开关j1-j7闭合，j8-j10断开；7位触发选通控制值Y21-Y27实际输入至ROM存储器的7位地址输入A0-A6，ROM存储器的另外3位地址输入A7-A9由上拉电阻上拉为0；此时，表8中的第8-10行的输入情况不可能产生，只有触发选通控制值的7位Y21-Y27中有且只有一位有效的0时，令输出的触发选通控制值判别信号P7为有效的1，否则令输出的触发选通控制值判别信号P7无效的0，满足检错判别单元的功能要求。

表8

图18中，如果需要输出的触发选通控制值判别信号P7低电平有效，高电平无效，则将表8中最后1列数据的内容全部0变1，1变0即可。

在译码选通单元的实施例1和实施例2中，当M小于m时，译码选通单元送至延时保护单元的信号除M位触发选通控制值外，所包括m-M位的其他译码输出值的状态及其延迟后的状态与M位触发选通控制值中无效位的状态相同，不会影响对M位触发选通控制值是否有效的判别；因此此时，图17中的选通开关k1-k7和下拉电阻RX1-RX7可以不使用，直接将7位译码输出值Y21-Y27连接至ROM存储器的7位地址输入A0-A6；图18中的选通开关j1-j10和上拉电阻RJ1-RJ10可以不使用，直接将10位译码输出值Y21-Y210连接至ROM存储器的10位地址输入A0-A9。

检错判别单元的逻辑功能还可以用其他方式来实现，例如，表7、表8为逻辑真值表，可以用与、或、非逻辑门来组合实现所述功能。检错判别单元中的ROM存储器，或者是采用逻辑门实现功能时，均采用单电源+VCC供电。

图19为保护驱动单元实施例，设输入的触发选通控制值判别信号P7高电平有效，即P7为1表示触发选通控制值有效；P7低电平无效，即P7为0表示触发选通控制值无效。设输入的不触发区控制信号P4低电平有效，即当P4等于0时，表明交流电压存在波动，使电压等级编码值发生变化，进而使触发选通控制值产生了变化，需要进行晶闸管开关组中双向晶闸管通断状态的切换，改变补偿方式；在切换过程中，为避免因为双向晶闸管延迟关断的因素使同侧晶闸管中同时有2个或2个以上的晶闸管同时导通，造成电源短路，在不触发区控制信号有效期间，即实施例的P4等于0时，关断晶闸管开关组中所有双向晶闸管。

图19中，三极管VT、继电器线圈KA、续流二极管VD、电阻RK1组成保护控制电路，三极管VK1、三极管VK2、电阻RK2、电阻RK3、与门FY21组成触发单元受控电源控制电路，与门FY21采用单电源+VCC供电。+VCC2为继电器线圈的供电电源和触发单元中受控电源+VCCK的源电源。当输入的触发选通控制值判别信号P7为低电平，即触发选通控制值无效时，与门FY21输出低电平，三极管VK1、VK2截止，受控电源+VCCK失电，触发单元没有供电电源，不工作，即不发出触发双向晶闸管的触发脉冲；P7为低电平同时控制三极管VT截止，继电器线圈KA失电，使图5自耦补偿式主电路实施例1、或者使图6自耦补偿式主电路实施例2中的继电器常开开关KA-1断开，即控制断开自耦变压器的输入侧供电电压，使自耦变压器所有抽头之间的电压为0，实现对晶闸管开关组的保护；继电器常闭开关KA-2闭合，使施加在TB1励磁线圈上的电压为0。当交流电压分区编码电路、译码选通单元等出现故障导致触发选通控制值无效时，无论输入的不触发区控制信号P4是否有效，保护驱动单元都切断触发单元的供电电源，停止发出所有双向晶闸管的触发脉冲，同时控制断开自耦变压器的输入侧供电电压，实现对晶闸管开关组的保护。当输入的触发选通控制值判别信号P7为高电平，即触发选通控制值有效时，控制三极管VT导通，继电器线圈KA得电，使图5自耦补偿式主电路实施例1，或者是图6自耦补偿式主电路实施例2中的继电器常开开关KA-1闭合，继电器常闭开关KA-2断开，电路处于补偿工作状态。当触发选通控制值有效，即P7为1，且不触发区控制信号有效，即P4等于0时，与门FY21输出低电平，三极管VK1、VK2截止，受控电源+VCCK失电，触发单元不工作，即不发出触发双向晶闸管的触发脉冲，关断晶闸管开关组中所有双向晶闸管，表明此时交流电压存在波动，使触发选通控制值产生了变化，需要进行电子开关的切换，改变补偿方式。当触发选通控制值有效，即P7为1，且不触发区控制信号无效，即P4等于1时，与门FY21输出高电平，三极管VK1、VK2均导通，受控电源+VCCK得电，触发单元正常工作，由触发选通配置单元依据有效的、与某个电压等级区间对应的触发选通控制值选择相应的触发控制信号有效，使触发单元发出触发脉冲，控制晶闸管开关组中双向晶闸管的通断状态，主电路处于与该电压等级区间相应的补偿工作状态。

当检错判别单元判断输入的触发选通控制值无效，保护驱动单元发出保护控制信号至主电路，使晶闸管开关组处于保护状态时，单相交流稳压装置不对输入电压进行补偿，稳压装置输出的电压即为输入的交流电压。在晶闸管开关组处于保护状态时，如果检错判别单元判断输入的触发选通控制值恢复为有效信号，则保护驱动单元自动停止晶闸管开关组的保护状态，晶闸管开关组重新处于补偿工作状态。

从以上的实施例及其工作过程可知，输入为有效的触发选通控制值时，触发选通配置单元保证了自耦补偿式主电路晶闸管开关组中同侧晶闸管不同时导通，实现了晶闸管互锁控制；当因为交流电压分区编码电路发生故障，或者是译码选通单元出现逻辑错误，导致触发选通控制值无效时，保护驱动单元在迅速切断触发单元的供电电源、避免双向晶闸管错误导通造成短路的基础上，同时断开自耦变压器的输入侧供电电压，使晶闸管开关组处于保护状态。在晶闸管开关组处于保护状态时，如果检错判别单元判断单相交流稳压装置重新进入正常的逻辑控制状态，即检错判别单元判断输入的触发选通控制值恢复为有效信号时，则保护驱动单元能够自动停止晶闸管开关组的保护状态并使其重新处于补偿工作状态。上述功能有效地加强了单相交流稳压装置针对工作过程异常的保护力度，使所述单相交流稳压装置的工作更加可靠。

除说明书所述的技术特征外，本发明的其他技术均为本领域技术人员所掌握的常规技术。

Claims (8)

1.一种交流电压分区编码方法，其特征在于：由交流电压采样电路对交流电压有效值进行测量，得到交流电压采样值和下限基准电压；采用模数转换编码电路将给定范围的交流电压分为M个电压等级区间，输出与M个电压等级区间一一对应的电压等级编码值；所述M能够在大于等于2且小于等于m之间进行调整，所述m大于等于3；交流电压采样电路中包括下限值电位器，模数转换编码电路中包括上限值电位器；

模数转换编码电路的输入电压为单端电压，工作方式为自动重复转换方式；电压等级编码值经锁存器锁存输出；模数转换编码电路的公共地连接至交流电压采样电路的下限基准电压端，模数转换编码电路的输入电压连接至交流电压采样电路的交流电压采样值输出端；

模数转换编码电路包括模数转换器；使M能够在大于等于2且小于等于m之间进行调整的方法是，首先调节下限值电位器来改变交流电压采样值与交流电压有效值之间的比值，在交流电压有效值为给定范围的低限时，使交流电压采样值等于下限基准电压；然后让交流电压有效值在最高2个电压等级区间的分界电压处上下波动，令参考电压从最大值开始减小，调节上限值电位器来改变模数转换器的参考电压，使电压等级编码值在与最高2个电压等级区间对应的值之间波动。

2.根据权利要求1所述的交流电压分区编码方法，其特征在于：由交流电压采样电路和模数转换编码电路组成的交流电压分区编码电路实现，用于单相交流稳压装置；所述单相交流稳压装置包括自耦补偿式主电路、交流电压分区编码电路、译码选通单元、延时保护单元、触发选通配置单元、触发单元、检错判别单元、保护驱动单元；

自耦补偿式主电路包括补偿变压器、自耦变压器、晶闸管开关组和继电器保护开关；

交流电压分区编码电路对交流电源电压进行电压采样，输出电压等级编码值；译码选通单元对电压等级编码值进行译码，输出触发选通控制值并送至延时保护单元；延时保护单元输出延迟后的触发选通控制值和不触发区控制信号；延迟后的触发选通控制值被送至触发选通配置单元和检错判别单元；触发选通配置单元输出触发控制信号；触发单元根据输入的触发控制信号，控制自耦补偿式主电路晶闸管开关组中晶闸管的通断；检错判别单元输出触发选通控制值判别信号；保护驱动单元依据触发选通控制值判别信号是否有效来停止/启动对晶闸管开关组的保护，同时依据触发选通控制值判别信号是否有效和不触发区控制信号是否有效来对触发单元的供电电源进行控制。

3.根据权利要求2所述的交流电压分区编码方法，其特征在于：所述检错判别单元依据输入的触发选通控制值，输出触发选通控制值判别信号的方法是，触发选通控制值的M位二进制值中，有且只有一位有效时，触发选通控制值有效，则令输出的触发选通控制值判别信号有效；否则，令输出的触发选通控制值判别信号无效。

4.根据权利要求3所述的交流电压分区编码方法，其特征在于：所述单相交流稳压装置中，每个电压等级区间对应一个电压补偿状态，不同的电压补偿状态由晶闸管开关组中晶闸管不同的通断组合状态控制；触发选通配置单元依据触发选通控制值，由二极管触发配置矩阵选择并使相应的触发控制信号有效，控制晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态。

5.根据权利要求4所述的交流电压分区编码方法，其特征在于：所述晶闸管开关组中共有N个晶闸管；二极管触发配置矩阵包括m根触发控制行线、N根触发驱动列线；N根触发驱动列线与N个晶闸管一一对应，一根触发驱动列线信号有效对应使一个晶闸管的触发控制信号有效；在每根触发控制行线和每根触发驱动列线的交叉位置均设置由二极管和配置开关串联组成的配置支路；触发控制行线信号为低电平有效时，配置支路的二极管阴极侧连接至触发控制行线上，阳极侧连接至触发驱动列线上；触发控制行线信号为高电平有效时，配置支路的二极管阳极侧连接至触发控制行线上，阴极侧连接至触发驱动列线上。

6.根据权利要求5所述的交流电压分区编码方法，其特征在于：所述配置支路中配置开关的配置方法是，在m根触发控制行线中，选择其中的M根为触发选通控制行线；M根触发选通控制行线与M位触发选通控制值一一对应，一个触发选通控制值对应使一根触发选通控制行线有效；每根触发选通控制行线信号有效时，对应一个晶闸管开关组中晶闸管的通断组合状态，且该通断组合状态中与需要导通晶闸管相对应的触发驱动列线的触发驱动列线信号有效，在该触发选通控制行线与N根触发驱动列线的配置支路中，将该触发选通控制行线与触发驱动列线信号有效的触发驱动列线之间配置支路中的配置开关配置为接通状态，其它配置支路中的配置开关配置为断开状态。

7.根据权利要求2所述的交流电压分区编码方法，其特征在于：所述单相交流稳压装置中，控制不触发区控制信号在触发选通控制值发生改变后输出一个单脉冲；不触发区控制信号在输出单脉冲期间有效，在非输出单脉冲期间无效。

8.根据权利要求7所述的交流电压分区编码方法，其特征在于：所述延时保护单元中，延迟的触发选通控制值信号改变时刻晚于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的前沿时刻，且早于触发选通控制值发生改变后不触发区控制信号中单脉冲的后沿时刻。

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