CN109240399A - 一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路 - Google Patents

一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路，包括：第一运算放大器、第二运算放大器、反馈电阻电容网络、第一节点、移相控制芯片。当负载在变化时，开关电源工作在调频状态或移相状态，保持输出电压的稳定；并且由于移相状态的引入，避免了频率大幅度的变化，从而解决了单一的调频控制在开关电源负载大范围变化时，开关电源为保持稳定，控制频率大幅度变化的问题。

Description

一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路
技术领域
本发明涉及一种电源控制电路，尤其涉及一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路。
背景技术
现代稳压开关电源设计中，经常使用调频控制作为开关电源的核心控制，以满足输出电压在负载变化时保持稳定的要求，而单一的调频控制有自身的缺点：单一的调频控制在开关电源负载大范围变化时，为保持输出电压稳定，控制频率需要大幅度变化，从而不利于开关电源的设计。
发明内容
本发明的目的在于提供一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路，解决单一的调频控制在开关电源负载大范围变化时，控制频率需要大幅度变化的问题。
在一个实施例中，一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路，包括：第一运算放大器、第二运算放大器、反馈电阻电容网络、第一节点、移相控制芯片；
所述第一运算放大器的反向输入端与输出电压反馈端连接，同向输入端与基准电压反馈端连接，输出端与所述第一节点连接；
所述反馈电阻电容网络的一端连接在所述第一运算放大器的反向输入端，另一端与第一节点连接；
所述第二运算放大器的反向输入端连接至所述第二运算放大器的输出端和所述移相控制芯片的电压基准端，同向输入端与所述第一节点连接，输出端与所述移相控制芯片的内部振荡器定时电阻接入端连接；
所述第一节点与移相控制芯片的内部误差放大器的非反向输入端连接。
在一个优选的实施例中，所述第二运算放大电路的反向输入端与所述移相控制芯片的电压基准端之间连接第一电阻。
在一个优选的实施例中，所述第二运算放大电路的反向输入端与输出端之间连接第二电阻。
在一个优选的实施例中，所述第二运算放大器的同向输入端与所述第一节点之间连接第三电阻。
在一个优选的实施例中，所述第二运算放大器的同向输出端与接地端连接，所述第二运算放大器的同向输出端与接地端连接的线路上设置第四电阻。
在一个优选的实施例中，所述电路进一步包括第二节点；
所述第二运算放大器的输出端和所述第二节点之间连接第五电阻、所述第二节点与接地端之间连接第六电阻，以及所述第二节点与所述移相控制芯片的内部振荡器定时电阻接入端之间连接第七电阻。
在一个优选的实施例中，所述移相控制芯片内部PWM比较器的非反相输入端连接第一电容的一端，所述第一电容另一端接地。
在一个优选的实施例中，所述控制电路还包括与所述移相控制芯片的电压基准端连接的第三节点，所述第二运算放大的反向输入端通过所述第三节点连接至所述移相控制芯片的电压基准端，所述控制电路进一步包括一端与所述第三节点连接的第三电容，所述第三电容的另一端接地。
在一个优选的实施例中，所述移相控制芯片内部振荡器的定时电容接入端连接第二电容的一端，所述第二电容另一端接地。
在一个优选的实施例中，所述移相控制芯片内部的两个延迟信号输入端分别连接在一个限流电阻的一端，每个限流电阻的另一端接地。
本发明的有益效果如下：
本发明提供的一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路，当负载在变化时，开关电源工作在调频状态或移相状态，保持输出电压的稳定；并且由于移相状态的引入，避免了频率大幅度的变化，从而解决了单一的调频控制在开关电源负载大范围变化时，开关电源为保持稳定，控制频率大幅度变化的问题。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
图1示出本发明实施例中控制电路的结构示意图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。
在附图中示出了根据本发明公开实施例的各种截面图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状以及他们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
现代稳压开关电源设计中，经常使用调频控制作为开关电源的核心控制，以满足输出电压在负载变化时保持稳定的要求，而单一的调频控制有自身的缺点：单一的调频控制在开关电源负载大范围变化时，为保持输出电压稳定，控制频率需要大幅度变化，从而不利于开关电源的设计。
为了解决单一的调频控制在开关电源负载大范围变化时，控制频率需要大幅度变化的问题，本发明提供一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路，包括：第一运算放大器N1、第二运算放大器N2、反馈电阻电容网络N3、第一节点P1、移相控制芯片N4；所述第一运算放大器N1的反向输入端a1与输出电压反馈端U1连接，同向输入端b1与基准电压反馈端U2连接，输出端c1与所述第一节点P1连接；所述反馈电阻电容网络N4的一端连接在所述第一运算放大器N1的反向输入端a1，另一端与第一节点P1连接；所述第二运算放大器N2的反向输入端a2连接至所述第二运算放大器N2的输出端c2和所述移相控制芯片N4的电压基准端REF，同向输入端b2与所述第一节点P1连接，输出端c2与所述移相控制芯片N4的内部振荡器定时电阻接入端RT连接；所述第一节点P1与移相控制芯片N4的内部误差放大器的非反向输入端EAP连接。
本实施例所用的移相控制芯片为UCC1895芯片、UCC2895芯片或者UCC3895芯片，共包括20个引脚。下面对UCC3895系列移相谐振控制器的引脚功能简介如下：
·EAN(引脚1)：内部误差放大器反相输入端。
·EAOUT(引脚2)：内部误差放大器输出端。在控制器内部，该端分别与PWM比较器和空载比较器的非反相输入端相连，并箝位于软启动电压。当该端上的电压低于500mV时，控制器的输出级将被空载比较器关断。当该端上的电压升至600mV时，输出级重新开通。
·RAMP(引脚3)：PWM比较器的非反相输入端。在电压模式或平均电流模式下，该端接CT(引脚7)上的锯齿波信号；而在峰值电流模式下，该端接电流信号。RAMP内接放电晶体管，该晶体管在振荡器死区时间内触发。
·REF(引脚4)：精密5V基准电压输出端。控制器内部的基准电源一方面为控制器内部的电路供电，另一方面还能够向外接负载提供5mA的偏置电流。该基准电源仅在欠压锁定状态下关断，而在其他失效状态下仍能继续工作。实际当中，该端应外接低ESR和低ESL的旁路电容，其大小至少应为0.1μF。
·GND(引脚5)：信号地。
·SYNC(引脚6)：振荡器同步信号输出端。该端是双向的，作为输出端时，该端可以输出时钟信号。
作为输入端时，该端可以输入外部同步信号，可实现多只控制器同步工作。该引脚还可以起到对CT引脚上的定时电容以及RAMP引脚上的滤波电容进行放电的作用。同步电路输入电压的下限阈值为1.9V，上限阈值为2.1V。为了减小同步脉冲的宽度，在SYNC和GND引脚之间应接入一只3.9Ω的电阻。
·CT(引脚7)：振荡器定时电容接入端。定时电容的充电电流由控制器控制，该定时电容上的锯齿波峰值电压为2.35V。振荡周期tOSC可按下式进行估算：
上式中，CT的单位取法拉，RT的单位取欧姆，tOSC的单位取秒。
注意，定时电容和定时电阻的
·RT(引脚8)：振荡器定时电阻接入端。定时电容的充电电流是一个固定值，其大小由定时电阻RT决定，如下式所示：
·DELAB(引脚9)/DELCD(引脚10)：输出端A-D延迟控制信号输入端。延迟时间应在同一桥臂中一
只开关管关断之后，另一只开关管开通之前加入，为谐振创造条件。延迟时间的估算可参照下式：
上式中，VDEL的单位取伏特，RT的单位取欧姆，tdelay的单位取秒。
DELAB和DELCD能够提供最大值为1mA的灌电流。实际当中，应保证DELAB和DELCD引脚的杂散电容小于10pF。
·ADS(引脚11)：延迟时间设置端。当ADS引脚直接与CS引脚相连时，输出延迟死区时间为零。当
ADS引脚接地时，输出延迟时间最大。CS引脚上的电压为2.0V时的延迟时间是CS电压为0V时的4倍。
输出端A-D延迟控制信号输入端上的电压由下式决定：
VDEL＝[0.75×(VCS-VADS)]+0.5V
上式中，VCS和VADS的单位取伏特。
ADS引脚上的电压需限制在0V～2.5V范围内，并且不能超过CS引脚上的电压。另外，输出端A-D延迟控制信号输入端上的电压的最小值应箝位于0.5V。
·CS(引脚12：CS保护信号输入端(该端电压信号大于2.5V,OUTA/B/C/D无输出)
·OUTA/OUTB/OUTC/OUTD(引脚18、17、14、13)：驱动输出端。这四个输出端由互补MOS驱动电路构成，能够提供100mA的驱动电流，可以驱动FET驱动电路。OUTA和OUTB是完全互补的，其占空比接近50％，可以驱动半桥电路。OUTC和OUTD也是如此。对于OUTA而言，OUTC的相位发生了移动；对于OUTB而言，OUTD的相位也发生了移动。
·VDD(引脚15)：偏置电源输入端。该端需接低ESR、低ESL的旁路电容，其容量不可低于1μF。
·PGND(引脚16)：功率地。该端为大电流输出级的接地端。
·SS/DISB(引脚19)：软启动/禁止端。通过该端可以实现软启动和控制器快速禁止两项独立的功能。
当下面的四种情况之一发生时，控制器将被快速关断：(1)该端的电压低于0.5V；(2)或REF上的电压跌落到4V以下；(3)VDD上的电压低于欠压锁定下限阈值；(4)发生过零故障。当故障排除或禁止状态结束后，如果VDD上的电压超过了启动阈值，而该端上的电压在软关断过程中跌落到0.5V以下，则将进入软启动模式。此时，SS/DISB引脚上灌电流的大小将等于IRT。软启动时间的大小由SS/DISB引脚上的软启动电容决定。另外，为了对该端上的最高电压进行限制，还需要在软启动电容上并联一只电阻。注意，无论是在软启动、软关断，还是在禁止状态下，该端上的电压都将被有源箝位，其大小与EAOUT上引脚上的电压相等。
·EAP(引脚20)：误差放大器的非反相输入端。
调频/移相复合控制电路输出的控制脉冲的频率由移相控制芯片N4的7号管脚对地电容值及8号管脚对地电阻值决定,且成反比。调频/移相复合控制电路输出的控制脉冲的相对相位由施加在移相控制芯片N4的20号管脚的电压值决定，并且，当施加在移相控制芯片N4的20号管脚的电压值由0至5V变化时，控制电路输出的控制脉冲OUTA与OUTD,OUTB与OUTC,重合的时间逐渐增大，并达到最大值保持不变；当电压值继续增大时，OUTA与OUTD,OUTB与OUTC,重合的时间仍保持最大不变。调频/移相复合控制电路的SS端为缓启动端，在此管脚与GND间设置电容可控制调频/移相复合控制电路输出脉冲(OUTA、OUTB、OUTC、OUTD)的缓启动。调频/移相复合控制电路CS端为故障保护输入端，当此管脚被施加的对地电压大于一定值时，调频/移相复合控制电路输出的脉冲消失直至此管脚电压小于该定值。
为了限制各电路芯片、放大器之间的电流和电压，在一个优选的实施例中，所述第二运算放大电路N2的反向输入端a2与所述移相控制芯片N4的电压基准端REF之间连接第一电阻R1。同样地，所述第二运算放大电路N2的反向输入端a2与输出端c2之间连接第二电阻R2。
所述第二运算放大器N2的同向输入端b2与所述第一节点P1之间连接第三电阻R3。
所述第二运算放大器N2的同向输出端b2与接地端连接，所述第二运算放大器N2的同向输出端b2与接地端连接的线路上设置第四电阻R4。
所述电路进一步包括第二节点P2；所述第二运算放大器N2的输出端c2和所述第二节点P2之间连接第五电阻R5、所述第二节点P2与接地端之间连接第六电阻R6，以及所述第二节点P2与所述移相控制芯片N4的内部振荡器定时电阻接入端RT之间连接第七电阻R7。
所述移相控制芯片N4内部PWM比较器的非反相输入端RAMP连接第一电容C1的一端，所述第一电容C1另一端接地。
所述控制电路还包括与所述移相控制芯片N4的电压基准端REF连接的第三节点P3，所述第二运算放大N2的反向输入端a2通过所述第三节点P3连接至所述移相控制芯片N4的电压基准端REF，所述控制电路进一步包括一端与所述第三节点P3连接的第三电容C3，所述第三电容C3的另一端接地。
所述移相控制芯片N4内部振荡器的定时电阻接入端RT连接第二电容的C2一端，所述第二电容C2另一端接地。
所述移相控制芯片内部的两个延迟信号输入端(DELAB和DELCD)分别连接在一个限流电阻(R9和R8)的一端，每个限流电阻(R9和R8)的另一端接地。
调频/移相复合控制电路正常工作时，需要在调频/移相复合控制电路电源端VCC端与地端GND端施加稳定直流电压Vs(12V≤Vs≤17V),此时，运算放大器N1、运算放大器N2、移相控制芯片N4工作。同时，在调频/移相复合控制电路输出电压反馈端U1端施加开关电源的输出反馈电压V1，在调频/移相复合控制电路基准电压端U2端施加基准电压V2。
当开关电源负载由重载变轻时，反馈电压V1升高，由于反馈电阻电容网络N3的作用，运算放大器N1的输出电压Vo1会发生相应降低。当5V≤Vo1≤Vs时，调频/移相复合控制电路输出的控制脉冲OUTA与OUTD,OUTB与OUTC,重合的时间最大且保持不变,由运算放大器N2、电阻R1、R2、R3、R4组成的差分电路工作，运算放大器N2输出电压Vo2随Vo1成比例变化。当Vo1降低时，Vo2降低，移相控制芯片N4的8号管脚对地电阻值减小，从而调频/移相复合控制电路输出的控制脉冲OUTA、OUTB、OUTC、OUTD的频率增大，此时，电路工作在调频状态，使开关电源输出电压在负载变化时输出电压保持稳定。当开关电源负载继续变轻时，运算放大器N1的输出电压Vo1继续降低，当0≤Vo1≤5V时,由运算放大器N2、电阻R1、R2、R3、R4组成的差分电路不工作，运算放大器N2输出电压Vo2为0，调频/移相复合控制电路输出的控制脉冲保持一定频率，Vo1作用于移相控制芯片N4，调频/移相复合控制电路输出的控制脉冲OUTA与OUTD,OUTB与OUTC,重合的时间逐渐减小，此时电路工作在移相状态，从而保持输出电压的稳定。同理可分析开关电源负载由轻载变重载的过程。
综上，负载在变化时，开关电源工作在调频状态或移相状态，保持输出电压的稳定，而且，由于移相状态的引入，避免了频率大幅度的变化，从而解决了单一的调频控制在开关电源负载大范围变化时，开关电源为保持稳定，控制频率大幅度变化的问题。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的属于“第一”、“第二”等是用于区别不同的对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法或设备固有的气体步骤或单元。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (10)

1.一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路，其特征在于，包括：第一运算放大器、第二运算放大器、反馈电阻电容网络、第一节点、移相控制芯片；
所述第一运算放大器的反向输入端与输出电压反馈端连接，同向输入端与基准电压反馈端连接，输出端与所述第一节点连接；
所述反馈电阻电容网络的一端连接在所述第一运算放大器的反向输入端，另一端与第一节点连接；
所述第二运算放大器的反向输入端连接至所述第二运算放大器的输出端和所述移相控制芯片的电压基准端，同向输入端与所述第一节点连接，输出端与所述移相控制芯片的内部振荡器定时电阻接入端连接；
所述第一节点与移相控制芯片的内部误差放大器的非反向输入端连接。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第二运算放大电路的反向输入端与所述移相控制芯片的电压基准端之间连接第一电阻。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第二运算放大电路的反向输入端与输出端之间连接第二电阻。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第二运算放大器的同向输入端与所述第一节点之间连接第三电阻。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第二运算放大器的同向输出端与接地端连接，所述第二运算放大器的同向输出端与接地端连接的线路上设置第四电阻。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述电路进一步包括第二节点；
所述第二运算放大器的输出端和所述第二节点之间连接第五电阻、所述第二节点与接地端之间连接第六电阻，以及所述第二节点与所述移相控制芯片的内部振荡器定时电阻接入端之间连接第七电阻。
7.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述移相控制芯片内部PWM比较器的非反相输入端连接第一电容的一端，所述第一电容另一端接地。
8.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括与所述移相控制芯片的电压基准端连接的第三节点，所述第二运算放大的反向输入端通过所述第三节点连接至所述移相控制芯片的电压基准端，所述控制电路进一步包括一端与所述第三节点连接的第三电容，所述第三电容的另一端接地。
9.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述移相控制芯片内部振荡器的定时电容接入端连接第二电容的一端，所述第二电容另一端接地。
10.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述移相控制芯片内部的两个延迟信号输入端分别连接在一个限流电阻的一端，每个限流电阻的另一端接地。
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