CN109149788B - 一种射频能量收集系统及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种射频能量收集系统及控制方法，其中射频能量收集系统包括射频天线、控制电路、匹配升压网络、RF‑DC整流器、自启动电路、迟滞电压比较器、VDD端能量存储单元、VL端能量存储单元、开关SL、电压检测电路、VST端备用能量存储单元、第一能量转换电路、第二能量转换电路、LDO稳压电路和基准电流源及参考电压产生电路。本发明改进了已有电路的结构，并对各电路模块进行性能优化和结构创新，提高了整个收集系统的灵敏度，同时能管理存储的能量。此外，本发明具有低功耗，完全自动化，电压波纹低等特点。

Description

一种射频能量收集系统及控制方法
技术领域
本发明涉及一种射频能量收集系统及控制方法，尤其涉及一种可对存储能量进行管理的射频能量收集系统，属于微能量收集技术领域。
背景技术
当前，越来越多的无线传感网络节点被应用于现实生活中，这些设备的主要能源供应是电池。但是，由电池供电的传感限制了传感器的使用寿命，同时定期更换电池的成本十分昂贵。而大自然中充满了大量的环境能量，如振动能、风能、太阳能、热能及射频能等，因此可以将环境中的能量转换为可持续的电能。其中射频能是一种广泛存在的能量形式，且几乎不受环境变化带来的影响，因此收集射频能量具有重要意义和广泛的应用前景。
图1为一个典型的射频能量收集系统的结构框图，射频天线将射频能变换为交流能输入到匹配网络中，匹配网络将交流电传输给RF-DC整流器的输入端，RF-DC整流器将交流电能转换为直流能量并转移到能量存储单元中，该能量存储单元一般是外部大电容或电池设备，然后能量存储单元中的直流能量便是负载电路的电源。然而这种结构有两点不足之处：第一、能量存储单元端的电压纹波很大，直接作为负载电路的电源，必定会影响电路的性能；第二、当环境中存在丰富的射频能时，负载电路中的能量只能现存现用，过多的能量并没有被其他的能量存储单元及时存储，使得收集到的直流能量过于浪费。
发明内容
发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种射频能量收集系统及控制方法，能够降低负载电路电源的电压波纹，同时也能够管理存储的能量。
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种射频能量收集系统，包括射频天线、控制电路、匹配升压网络、RF-DC整流器、自启动电路、迟滞电压比较器、VDD端能量存储单元、VL端能量存储单元、开关SL、电压检测电路、VST端备用能量存储单元、第一能量转换电路、第二能量转换电路、LDO稳压电路和基准电流源及参考电压产生电路；
所述射频天线将接收到的射频能转化为交流电VRF输入到匹配升压网络中，匹配升压网络的输出信号VM接RF-DC整流器的输入端，RF-DC整流器的输出信号VR接自启动电路的输入端和开关SL的一端，自启动电路的VDD电压输出端接VDD端能量存储单元和迟滞电压比较器的一个输入端，自启动电路的输出信号UVLO接入控制电路和第一能量转换电路；
开关SL的另一端接VL端能量存储单元的输入端，VL端能量存储单元的电压输出端接第二能量转换电路的一个输入端和LDO稳压电路的输入端，电压检测电路对VL端能量存储单元输出的电压进行检测，电压检测电路的检测信号VDVL接入控制电路和第二能量转换电路的另一个输入端，第二能量转换电路的输出信号VST接VST端备用能量存储单元的输入端和迟滞电压比较器的另一个输入端，VST端备用能量存储单元的输出信号接入第一能量转换电路；迟滞电压比较器的输出信号VCM接入第一能量转换电路和控制电路，第一能量转换电路的输出信号接第一能量存储单元；基准电流源及参考电压产生电路向LDO稳压电路提供参考电压VREF，同时为各个电路提供偏置电流IREF；控制电路产生稳定的开关信号。
具体的，所述RF-DC整流器包括第零NMOS管M0、第一～九PMOS管M1～M9和第零～九电容C0～C9；输入信号VM接C0、C2、C4、C6和C8的一端，输出信号VR接M9的漏极和C9的一端，M0～M9的衬底均与自身的漏极相连，M0的漏极和M1的栅极接地，M0的源极连接M1的源极、C0的另一端和M2的栅极，M1的漏极连接M0的栅极、电容C1的一端、M2的源极和M3的栅极，M2的漏极连接M3的源极、C2的另一端和M4的栅极，M3的漏极连接M4的源极、C3的一端和M5的栅极，M4的漏极连接M5的源极、C4的另一端和M6的栅极，M5的漏极连接M6的源极、C5的一端和M7的栅极，M6的漏极连接M7的源极、C6的另一端和M8的栅极，M7的漏极连接M8的源极和C7的一端，M8的漏极连接M9的源极和C8的另一端，M9的栅极连接自身的漏极，C1、C3、C5、C7、C9的另一端均接地。
具体的，所述自启动电路包括最大电压选择电路、第十电容C10、第一反相器、第二反相器、第十～二十一PMOS管M10～M21、第二十二～二十六NMOS管M22～M26；输入信号VR连接M21的源极和最大电压选择电路的一端，输出电压VDD连接M26的源极和C10的一端，C10的另一端接地，M10～M17的衬底彼此相连后接入VDD电压，M10的源极接入VDD电压，M10的漏极连接M11的源极，M11的漏极连接M12的源极，M12的漏极连接M13的源极，M13的漏极连接M14的源极，M14的漏极连接M15的源极，M15的漏极连接M16的源极，M16的漏极连接M17的源极，M17的漏极接地，M10和M11的栅极与自身的漏极相连，M12的栅极连接M13的漏极，M13的栅极连接M14的栅极和漏极，M14的漏极连接M22～M25的栅极，M15～M17的栅极相连后接地，M20的栅极、衬底与源极接入VDD电压，M22～M25的衬底接地，M22的漏极连接M19的漏极、M20的漏极、M24的漏极和第一反相器的输入端，M22的源极连接M23的漏极，M24的源极连接M25的漏极，M23和M25的源极接地，第一反相器的输出端连接第二反相器的输入端，第二反相器的输出端连接M26的栅极，M21的栅漏极连接M26的漏极和最大电压选择电路的另一端，M21的衬底连接最大电压选择电路的输出端。
具体的，所述迟滞电压比较器包括第二十七～第三十二NMOS管M27～M32、第三十三～第三十八PMOS管M33～M38；输入信号VDD与VST分别接入M31和M32的栅极，输出信号VCM连接M30和M37的漏极，M27的漏极连接基准电流源，M27～M30的源极接地，M27～M32的衬底接地，M28的栅极连接M27的栅极与漏极，M28的漏极连接M31和M32的源极，M31的漏极连接M33、M34的漏极以及M35的栅极，M32的漏极连接M35、M36的漏极以及M34的栅极，M33的栅极连接自身漏极以及M38的栅极，M36的栅极连接自身漏极以及M37的栅极，M33～M38的衬底以及源极连接到VL电压，M37的漏极连接M30的漏极，M30的栅极连接M29的栅极以及漏极，M29的栅漏极连接M38的漏极。
具体的，所述LDO稳压电路包括第三十九～第四十六NMOS管M39～M46、第四十七～第五十三PMOS管M47～M53、第一R1、第二电阻R2和第十一电容C11；M39的漏极连接基准电流源，M40的栅极连接M39的漏极与栅极，M40的漏极连接M47的漏极与栅极，M47～M50的栅极互相连接，M51与M52的源极连接到M48的漏极，M51的栅极连接基准电路的参考电压，M51的漏极连接M41的栅漏极和M42的栅极，M52的漏极连接M42的漏极、M43的栅极和M46的源极，M52的栅极连接串联R1、R2的中间，M49的漏极连接M43的漏极、M53的栅极和C11的一端，C11的另一端连接M46的漏极，M39～M44的源极接地，M50的漏极连接M45的栅漏极和M46的栅极，M45的源极连接M44的栅漏极，M53的漏极连接电阻R1的一端和输出端VOUT，R2的另一端接地，M47～M53的衬底接VL，M47～M50的源极连接VL，M39～M46的衬底接地。
一种上述射频能量收集系统的控制方法，所述射频天线将射频能变换为交流能输入匹配升压网络中，匹配升压网络将接收到的较低幅度的交流电VRF变换为较高幅度的交流电VM，RF-DC整流器将交流电VM转化为直流能量，并输出电压VR；当VDD电压低于阈值电压a时，RF-DC整流器的输出直流能量将通过自启动电路对VDD端能量存储单元进行充电，使VDD电压不断增大；当VDD电压增加到高于阈值电压b时，自启动电路关闭，系统进入射频能量提取模式，控制电路开启开关SL，使RF-DC整流器的输出直流能量对VL端能量存储单元进行充电，LDO稳压电路输出稳定的电压VOUT；电压检测电路对VL端能量存储单元输出的电压进行检测，检测结果VDVL接入控制电路，控制电路据此建立VL端能量存储单元与VST端备用能量存储单元的导通路径；当第一能量转换电路检测到UVLO处于高电平、迟滞电压比较器的输出信号VCM处于低电平时，建立VST端备用能量存储单元与VDD端能量存储单元的导通路径。
有益效果：本发明提供的射频能量收集系统及控制方法，与现有技术相比，具有以下有益的技术效果：本发明引入了新的系统结构，并对现有电路结构进行了改进与优化，提高了射频能量收集系统的灵敏度，降低了电压波纹，同时也能管理过多的射频能量。本发明设计的射频能量收集系统能够在VDD端能量存储单元完全放电的情况下，实现电路自启动的功能。此外，VDD端能量存储单元、VL端能量存储单元和VST端备用能量存储单元三者能互相合作，合理分配能量，使得系统在射频能较弱或较强的环境中，都能有条不紊地运行。
附图说明
图1为典型的射频能量收集系统的结构框图；
图2为本发明的射频能量收集系统的结构框图；
图3为RF-DC整流器的电路图；
图4为自启动电路图；
图5为迟滞电压比较器的电路图；
图6为LDO稳压电路图；
图7为能量转换电路图；
图8(a)和图8(b)分别为基准电流源产生电路图和参考电压产生电路图；
图9(a)和图9(b)分别为VST端的能量存储单元向VDD端的能量存储单元供能的时序仿真图和射频能量收集系统正常工作的仿真图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
如图2所示，射频天线将环境中的射频能变换为交流电VRF输入到匹配升压网络中，匹配升压网络将输入的较低幅度的VRF转化为较高幅度的交流电VM，RF-DC整流器将接收到的交流电VM转化为更高的直流能量，并输出电压VR，如果该系统的电源电压VDD低于0.95V，RF-DC整流器的输出直流能量便通过自启动电路对VDD端的能量存储单元充电，使电压VDD不断增大，一旦电源电压VDD高于1.02V，该自启动电路便被关闭，系统进入射频能量提取模式，控制电路开启VL端的开关，RF-DC整流器的输出直流能量便全部进入VL端的能量存储单元，产生输出电压VL，经过LDO稳压电路输出稳定的1.8V电压，根据VL端的电压检测电路对电压VL的检测，当电压VL高于2.6V时，VL端的能量存储单元与VST端的备用能量存储单元路径便被导通，RF-DC整流器的部分输出直流能量被存储在VST端的备用能量存储单元，当电源电压VDD欠压(即UVLO为高电平)，迟滞电压比较器比较VDD和VST的电压，若迟滞电压比较器的输出信号VCM为低电平，VST端的能量存储单元与VDD端的备用能量存储单元路径便被导通，系统的RF-DC整流器的输出直流能量和VST端的备用能量存储单元便会同时对VDD端的能量存储单元进行充电，电源电压VDD能快速有效的达到1V，使系统能有条不紊的进行。
如图3所示，RF-DC整流器采用改进了的传统Dickson整流倍压电路。将NMOS管M0的栅极连接到PMOS管M1的漏极，PMOS管M1的栅极连接到NMOS管M0的漏极，而后每个PMOS管的栅极连接前一个PMOS管的源极，最后一个PMOS管M9的栅漏极相连，起到防止电流倒流的作用，M1～M9的衬底与自身漏极相连，可略降低PMOS管的阈值电压，该电路MOS管的连接方式实现了每个MOS管阈值电压的无源自补偿，降低了电路中每个MOS管阈值电压造成的能量损耗，从而减少了Dickson整流倍压电路的阶数，进而减小了泄漏电流，增大了整流器的灵敏度和输出电压。
如图4所示，自启动电路包括欠压锁定电路、最大电压选择电路、PMOS管M21和耗尽型NMOS管M26,PMOS管M21的栅漏相连，有效地阻止了从输出端到输入端的回流电流；最大电压选择电路选择M21管的源漏两端的最高电压，使其衬底始终偏置在最高电压处；耗尽型NMOS管M26的阈值电压十分低，当UVLO接近0V时，M26仍能导通；PMOS管M10～M17构成分压采样网络，PMOS管M18和M19提供偏置电路，栅极与漏极短接的PMOS管M20将节点电压VT上拉至VDD，两两串联的NMOS管(即M22与M23，M24与M25)形成相异的阈值电压，为电源电压VDD提供合适的波动范围。该电路的具体工作原理如下：电源电压VDD较小时(低于0.95V)，得到的采样电压也较小，两两串联的NMOS管支路截止，节点电压VT被上拉至VDD，信号UVLO为高电平，M26导通，输入VR对电容C10充电；随着电源电压VDD的增加(增加到1.02V)，M24与M25条支路导通，输出信号UVLO为低电平，充电路径截止；随着电源电压VDD的下降(下降到0.95V)，M22与M23和M24与M25两条支路截止，输出信号UVLO为高电平，充电回路又导通；如此反复，电源电压VDD被稳定在0.95V～1.02V之间。
由图5可知，迟滞电压比较器由M31～M36管构成比较器的差分输入级，M29、M30、M37、M38管构成比较器的输出级，将比较器的双端输出转化为单端输出，M27、M28构成电流镜为电路提供偏置电流；放大管M31、M32宽长比相同，有源负载管M34和M35、M33和M36的宽长比分别相同，但M34、M35管的宽长比要比M33、M36管的宽长比大，当M32管的漏极电压增加时，造成M35管的栅极电压减小，从而使M34管的栅极电压增加(即M32管漏极电压的增加)，因此M34、M35管构成电路的正反馈，造成迟滞效果。
如图6所示，LDO稳压电路包括一个两级放大的运算放大器、一个大尺寸PMOS管M53和两个电阻R1、R2；NMOS管M39、M40的镜像作用为电路提供偏置电流，PMOS管M40、NMOS管M51、M52、M41、M42构成运算放大器的第一级，有源负载的镜像M41、M42管将双端输出转为单端输出，M43、M49构成运算放大器的第二级(M43管为放大管)，M46管和电容C11为两级运算放大器提供频率补偿，M44、M45、M50为M46提供栅极电压，大尺寸的M53管为LDO稳压电路提供较小的输入输出压差，电阻R1、R2构成运放的反馈网络；该电路的工作原理如下：当输入电压VL较大时，反馈网络为放大管M52提供较大的栅极电压，此时M52管的栅压比M51管的栅压VREF大，经两级运放放大后，输出较大的正向电压(即M53管的栅压)，使M53管的漏极电流下降，造成反馈网络的电压逐渐减小(即M52管的栅压逐渐减小)，最终减小M53管的栅压，使M53管的漏极电流逐渐增加，如此往复，M53管的漏极电流趋于稳定，最终输出稳定的电压VOUT。
如图7所示，存储单元间的能量转换电路主要是由PMOS管构成的，其中栅漏短接的PMOS管MG0和MG1构成MOS二极管，起到防止电流倒流的作用，PMOS管MG0和MG1的作用相当于开关，当VL端的电压检测电路检测到电压VL超过2.6V时，控制电路输出信号VG2为低电平，使MG2管导通，即VL端的能量存储单元与VST端的能量存储单元之间的能量转换路径被导通，当VDD电压低于0.95V时，控制电路输出信号VG3为低电平，使MG3管导通，即VDD端的能量存储单元与VST端的能量存储单元之间的能量转换路径被导通，使电源电压VDD逐渐增加，当VDD达到1.02V，能量转换路径便被断开。
如图8(a)所示，该基准电路主要由启动电路和参考电流源产生电路组成，参考电流源产生电路在经典的电流源电路(M59～M62管和电阻R3、R4)的基础上上增加了一条由M63、M64管构成的反馈支路，主要原理如下：随着电压VL的增加，M63管的漏压VC也随之增加(即M60管的栅压)，使M60管的漏压VB减小(即M61管的栅压)，造成M61管的漏压VA增加(M64管的栅压)，引起M64管的漏压VC减小，这就形成一条负反馈回路，从而提高了电路的PSRR；启动电路是由M54～M58管和M69管组成，其工作过程如下：随着电压VL的增加，由于M59管的漏压逐渐增加，即M56管的栅压逐渐增加，使M56管逐渐导通，M69管的栅压便被M55～M56管上拉至高电位，导致M69管导通，M63管的栅压被拉至低电位，使M63管导通，由此产生电流，基准电流源电路便被建立起来；随着电路的启动，M54管、M57和M58管导通，将M69管的栅压拉至低电位，使M69管截止，启动电路便停止；M65～M68管的镜像作用为电路提供不同流向的基准电流，参考电压产生电路如图8(b)所示，主要是由M72～M73管、M75～M76管和M78～M79管组成的源极耦合对与M70～M71管、M74管、M77管以及M80管组成的镜像电流的作用下，产生一个低温漂、高PSRR的参考电压VREF。
如图9(a)所示，当迟滞电压比较器的输出信号VCM为低电平时，若电源电压VDD小于0.95V，则输出信号UVLO为高电平，控制电路输出开关信号VG3为低电平，使VDD端的能量存储单元与VST端的能量存储单元之间的能量转换路径被导通，存储电压VST逐渐下降，当电压VDD增加到1.02V，信号UVLO则为低电平，控制信号VG3为高电平，能量转换路径被断开，如此往复，电源电压VDD被稳压在0.95V～1.02V之间。
如图9(b)所示，RF-DC整流器的输出直流能量为VR，当电源电压VDD低于0.95V时，输出信号UVLO为高电平，开关SL断开，系统断开射频能量提取模式，整流器的输出直流能量对VDD端能量存储单元充电，此时VL端能量存储单元的电压逐渐下降，但还未下降到2V，LDO稳压电路的输出稳压在1.8V，当电源电压达到1.02V，信号UVLO为低电平，开关SL闭合，系统进入射频能量提取模式，输出电压可持续稳压在1.8V。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种射频能量收集系统，其特征在于：包括射频天线、控制电路、匹配升压网络、RF-DC整流器、自启动电路、迟滞电压比较器、VDD端能量存储单元、VL端能量存储单元、开关SL、电压检测电路、VST端备用能量存储单元、第一能量转换电路、第二能量转换电路、LDO稳压电路和基准电流源及参考电压产生电路；所述射频天线将接收到的射频能转化为交流电VRF输入到匹配升压网络中，匹配升压网络的输出信号VM接RF-DC整流器的输入端，RF-DC整流器的输出信号VR接自启动电路的输入端和开关SL的一端，自启动电路的VDD电压输出端接VDD端能量存储单元和迟滞电压比较器的一个输入端，自启动电路的输出信号UVLO接入控制电路和第一能量转换电路；开关SL的另一端接VL端能量存储单元的输入端，VL端能量存储单元的电压输出端接第二能量转换电路的一个输入端和LDO稳压电路的输入端，电压检测电路对VL端能量存储单元输出的电压进行检测，电压检测电路的检测信号VDVL接入控制电路和第二能量转换电路的另一个输入端，第二能量转换电路的输出信号VST接VST端备用能量存储单元的输入端和迟滞电压比较器的另一个输入端，VST端备用能量存储单元的输出信号接入第一能量转换电路；迟滞电压比较器的输出信号VCM接入第一能量转换电路和控制电路，第一能量转换电路的输出信号接VDD端能量存储单元；基准电流源及参考电压产生电路向LDO稳压电路提供参考电压VREF，同时为各个电路提供偏置电流IREF；控制电路产生稳定的开关信号；
所述RF-DC整流器包括第零NMOS管M0、第一～九PMOS管M1～M9和第零～九电容C0～C9；输入信号VM接C0、C2、C4、C6和C8的一端，输出信号VR接M9的源极和C9的一端，M0～M9的衬底均与自身的源极相连，M0的源极和M1的栅极接地，M0的漏极连接M1的漏极、C0的另一端和M2的栅极，M1的源极连接M0的栅极、电容C1的一端、M2的漏极和M3的栅极，M2的源极连接M3的漏极、C2的另一端和M4的栅极，M3的源极连接M4的漏极、C3的一端和M5的栅极，M4的源极连接M5的漏极、C4的另一端和M6的栅极，M5的源极连接M6的漏极、C5的一端和M7的栅极，M6的源极连接M7的漏极、C6的另一端和M8的栅极，M7的源极连接M8的漏极和C7的一端，M8的源极连接M9的漏极和C8的另一端，M9的栅极连接自身的源极，C1、C3、C5、C7、C9的另一端均接地；
所述自启动电路包括最大电压选择电路、第十电容C10、第一反相器、第二反相器、第十～二十一PMOS管M10～M21、第二十二～二十六NMOS管M22～M26；输入信号VR连接M21的源极和最大电压选择电路的一端，输出电压VDD连接M26的源极和C10的一端，C10的另一端接地，M10～M17的衬底彼此相连后接入VDD电压，M10的源极接入VDD电压，M10的漏极连接M11的源极，M11的漏极连接M12的源极，M12的漏极连接M13的源极，M13的漏极连接M14的源极，M14的漏极连接M15的源极，M15的漏极连接M16的源极，M16的漏极连接M17的源极，M17的漏极接地，M10和M11的栅极与自身的漏极相连，M12的栅极连接M13的漏极，M13的栅极连接M14的栅极和漏极，M14的漏极连接M22～M25的栅极，M15～M17的栅极相连后接地，M20的栅极、衬底与源极接入VDD电压，M22～M25的衬底接地，M22的漏极连接M19的漏极、M20的漏极、M24的漏极和第一反相器的输入端，M22的源极连接M23的漏极，M24的源极连接M25的漏极，M23和M25的源极接地，第一反相器的输出端连接第二反相器的输入端，第二反相器的输出端连接M26的栅极，M21的栅极和漏极连接M26的漏极和最大电压选择电路的另一端，M21的衬底连接最大电压选择电路的输出端；
所述迟滞电压比较器包括第二十七～第三十二NMOS管M27～M32、第三十三～第三十八PMOS管M33～M38；输入信号VDD与VST分别接入M31和M32的栅极，输出信号VCM连接M30和M37的漏极，M27的漏极连接基准电流源，M27～M30的源极接地，M27～M32的衬底接地，M28的栅极连接M27的栅极与漏极，M28的漏极连接M31和M32的源极，M31的漏极连接M33、M34的漏极以及M35的栅极，M32的漏极连接M35、M36的漏极以及M34的栅极，M33的栅极连接自身漏极以及M38的栅极，M36的栅极连接自身漏极以及M37的栅极，M33～M38的衬底以及源极连接到VL电压，M37的漏极连接M30的漏极，M30的栅极连接M29的栅极以及漏极，M29的栅极和漏极连接M38的漏极；
所述LDO稳压电路包括第三十九～第四十六NMOS管M39～M46、第四十七～第五十三PMOS管M47～M53、第一R1、第二电阻R2和第十一电容C11；M39的漏极连接基准电流源，M40的栅极连接M39的漏极与栅极，M40的漏极连接M47的漏极与栅极，M47～M50的栅极互相连接，M51与M52的源极连接到M48的漏极，M51的栅极连接基准电路的参考电压，M51的漏极连接M41的栅极和漏极和M42的栅极，M52的漏极连接M42的漏极、M43的栅极和M46的源极，M52的栅极连接串联R1、R2的中间，M49的漏极连接M43的漏极、M53的栅极和C11的一端，C11的另一端连接M46的漏极，M39～M44的源极接地，M50的漏极连接M45的栅极和漏极和M46的栅极，M45的源极连接M44的栅极和漏极，M53的漏极连接电阻R1的一端和输出端VOUT，R2的另一端接地，M47～M53的衬底接VL，M47～M50的源极连接VL，M39～M46的衬底接地。
2.一种权利要求1所述射频能量收集系统的控制方法，其特征在于：所述射频天线将射频能变换为交流能输入匹配升压网络中，匹配升压网络将接收到的较低幅度的交流电VRF变换为较高幅度的交流电VM，RF-DC整流器将交流电VM转化为直流能量，并输出电压VR；当VDD电压低于阈值电压a时，RF-DC整流器的输出直流能量将通过自启动电路对VDD端能量存储单元进行充电，使VDD电压不断增大；当VDD电压增加到高于阈值电压b时，自启动电路关闭，系统进入射频能量提取模式，控制电路开启开关SL，使RF-DC整流器的输出直流能量对VL端能量存储单元进行充电，LDO稳压电路输出稳定的电压VOUT；电压检测电路对VL端能量存储单元输出的电压进行检测，检测结果VDVL接入控制电路，控制电路据此建立VL端能量存储单元与VST端备用能量存储单元的导通路径；当第一能量转换电路检测到UVLO处于高电平、迟滞电压比较器的输出信号VCM处于低电平时，建立VST端备用能量存储单元与VDD端能量存储单元的导通路径。
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