CN108900093B - 单相pfc电路工频纹波消除方法及pfc拓扑系统、充电桩系统 - Google Patents

单相pfc电路工频纹波消除方法及pfc拓扑系统、充电桩系统 Download PDF

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Abstract

一种单相PFC电路工频纹波消除方法及PFC拓扑系统、充电桩系统，单相PFC电路包括单相PFC装置、移相控制全桥电路和变压器，单相PFC装置连接移相控制全桥电路，移相控制全桥电路连接变压器，变压器连接负载。上述单相PFC电路工频纹波消除方法及PFC拓扑系统、充电桩系统，能够采集单相PFC装置100的输出电压和负载电压，根据预设的电路参数，通过预设的移相时间计算模型计算得到移相时间，然后根据移相时间生成相应的驱动信号驱动移相控制全桥电路进行移相调节，使得通过移相控制全桥电路每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定，从而消除单相PFC电路带来的工频纹波，有效地提高了单相PFC电路的安全性。

Description

单相PFC电路工频纹波消除方法及PFC拓扑系统、充电桩系统
技术领域
本申请涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种单相PFC电路工频纹波消除方法及PFC拓扑系统、充电桩系统。
背景技术
随着电子电力技术的发展，为了减少谐波对电网的污染，带有功率因素校正(Power Factor Correction，PFC)电路的电力电子产品的应用越来越广泛。功率因素校正电路的种类繁多，按照不同的分类标准可以分为不同类型的功率因素校正电路。其中，根据功率因素校正电路的输入源，可以将功率因素校正电路分为单相功率因素校正电路和三相单相功率因素校正电路。
由于传统的单相功率因素校正电路的瞬时功率不恒定，导致输出的直流电压中往往含有两倍工频纹波，在一些对电压要求较高的场合，比如说电池充电等，很容易产生浪涌电压或电流，存在的安全隐患。因此，单相功率因素校正电路存在安全性低的缺点。
发明内容
基于此，有必要针对单相功率因素校正电路安全性低的问题，提供一种单相PFC电路工频纹波消除方法及PFC拓扑系统、充电桩系统。
一种单相PFC电路工频纹波消除方法，单相PFC电路包括单相PFC装置、移相控制全桥电路和变压器，所述单相PFC装置连接所述移相控制全桥电路，所述移相控制全桥电路连接所述变压器，所述变压器连接负载，所述方法包括：采集单相PFC装置的输出电压和负载电压；根据所述输出电压、所述负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间，所述移相时间计算模型表征所述输出电压、所述负载电压和预设的电路参数与所述移相时间的对应关系；根据所述移相时间生成相应的驱动信号并发送至移相控制全桥电路，所述驱动信号用于驱动所述移相控制全桥电路进行移相控制。
在一个实施例中，预设的电路参数包括单相PFC装置的开关周期和变压器变比，所述根据所述输出电压、所述负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间为：
Figure GDA0002364114150000021
其中，ts为移相时间，T为移相控制全桥电路的开关周期，u为负载电压，n为变压器变比，u1为输出电压。
在一个实施例中，所述预设的移相时间计算模型根据所述移相时间、移相控制全桥电路的占空比与所述移相控制全桥电路的开关周期的对应关系，以及所述占空比、所述负载电压、所述输出电压和所述变压器变比的对应关系进行推导得到。
在一个实施例中，所述移相时间、所述占空比与所述移相控制全桥电路的开关周期的对应关系为：
Figure GDA0002364114150000022
其中，ts为移相时间，T为移相控制全桥电路的开关周期，D为占空比。
在一个实施例中，所述占空比、所述负载电压、所述输出电压和所述变压器变比的对应关系为：
Figure GDA0002364114150000023
其中，u为负载电压，n为变压器变比，u1为输出电压，D为占空比。
一种PFC拓扑系统，所述PFC拓扑系统包括单相PFC装置、移相控制全桥电路、变压器和控制器，所述单相PFC装置连接所述移相控制全桥电路，所述移相控制全桥电路连接所述变压器，所述变压器连接负载，所述控制器连接所述单相PFC装置，所述控制器连接负载，所述控制器连接所述移相控制全桥电路，所述控制器用于采集单相PFC装置的输出电压、移相控制全桥电路的开关周期、变压器变比和负载电压，并根据上述一项的方法步骤驱动所述移相控制全桥电路进行移相控制。
在一个实施例中，所述PFC拓扑系统还包括整流电路，所述变压器连接所述整流电路，所述整流电路连接负载。
在一个实施例中，所述PFC拓扑系统还包括LC电路，所述变压器连接所述LC电路，所述LC电路连接整流电路。
一种充电桩系统，所述充电桩系统包括上述任一项所述的PFC拓扑系统。
上述单相PFC电路工频纹波消除方法及PFC拓扑系统、充电桩系统，能够采集单相PFC装置的输出电压和负载电压，根据单相PFC电路的预设电路参数，通过预设的移相时间计算模型计算得到移相时间，然后根据移相时间生成相应的驱动信号驱动移相控制全桥电路进行移相调节，使得通过移相控制全桥电路每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定，从而消除单相PFC电路带来的工频纹波，避免工频纹波对负载的正常运行产生影响，有效地提高了单相PFC电路的安全性。
附图说明
图1为一实施例中单相PFC电路工频纹波消除方法流程示意图；
图2为一实施例中单相PFC电路结构示意图；
图3(a)为一实施例中移相控制前一次侧电压波形图；
图3(b)为一实施例中移相控制后一次侧电压波形图；
图4为一实施例中PFC拓扑系统结构示意图；
图5为另一实施例中PFC拓扑系统结构示意图；
图6为一实施例中充电桩系统结构示意图。
具体实施方式
为了便于理解本申请，下面将参照相关附图对本申请进行更全面的描述。附图中给出了本申请的较佳的实施例。但是，本申请可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本申请的公开内容的理解更加透彻全面。
请参阅图1-图2，一种单相PFC电路工频纹波消除方法，包括步骤S100、步骤S200和步骤S300，单相PFC电路包括单相PFC装置100、移相控制全桥电路200和变压器300，单相PFC装置100连接移相控制全桥电路200，移相控制全桥电路200连接变压器300，变压器300连接负载。
步骤S100，采集单相PFC装置100的输出电压和负载电压。
具体地，单相PFC电路即单相功率因素校正电路，根据输入源的类型，可以分为单相PFC电路和三相PFC电路，单相PFC电路通常是指输入源为220V、50Hz的交流电源的PFC电路。单相PFC技术被广泛应用到开关电源、变频家电等领域，在消除谐波电流污染方面起到了非常重要作用。随着智能电网技术、分布式发电技术的发展和应用，出现了单相标准正弦电压源、准正弦电压源、交流方波电压源以及直流电压源，为了提高这些电源的利用率和改善微网的供电状况，上述电压源都必须采取功率因数校正技术，以提高电力利用率。为了消除单相PFC电路工频纹波，需要对单相PFC装置100传输到变压器300的一次侧的电压进行移相控制，在进行移相时间的计算时，主要是通过采集单相PFC装置100的输出电压与负载电压两个变量，进行后续步骤的分析计算，从而得到对应的移相时间。
步骤S200，根据输出电压、负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间。
具体地，移相时间计算模型表征输出电压、负载电压和预设的电路参数与移相时间的对应关系，只要根据采集的输出电压和负载电压，根据预设的电路参数和移相时间计算模型进行相应计算，就能够得到单相PFC电路中为了保证每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定所需的移相时间，从而根据移相时间驱动移相控制全桥电路200进行相应的控制，以消除单相PFC电路的工频纹波，使每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定，保证负载能在安全环境下运行。
进一步地，在一个实施例中，预设的电路参数包括单相PFC装置100的开关周期和变压器变比，根据输出电压、负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间为：
Figure GDA0002364114150000051
其中，ts为移相时间，T为移相控制全桥电路的开关周期，u为负载电压，n为变压器变比，u1为输出电压。
具体地，变压器变比即为变压器300变压比，是指变压器300的二次侧与一次侧的电压或电流的比值，在本实施例中是指变压器300的二次侧电压与一次侧电压的比值，该比值也是一固定值，与变压器300的副线圈绕组和原线圈绕组的比值相对应。开关电源能够利用电子开关器件(例如晶体管、场效应管等)，通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现DC/AC、DC/DC电压变换，以及输出电压可调和自动稳压的功能。在应用于PFC拓扑系统的单相PFC电路中，电路的开关频率一般是固定的，在设计相应的单相PFC电路时就已经设置好，即开关周期为一固定值，不同的单相PFC电路中开关周期的取值可能不一样，但是在同一单相PFC电路中，基本不会发生改变。因此，只需采集单相PFC装置100的输出电压和负载电压即可根据预设信息进行移相时间计算。
在一个实施例中，预设的移相时间计算模型根据移相时间、移相控制全桥电路的占空比与开关周期的对应关系，以及占空比、负载电压、输出电压和变压器变比的对应关系进行推导得到。
具体地，占空比(Duty Ratio)是指在一个脉冲循环内，通电时间相对于总时间所占的比例，即在一个工作周期内，脉冲宽度所占的比例，例如，脉冲宽度1μs，信号周期4μs的脉冲序列占空比为0.25。占空比越大，电路开通时间就越长，整机性能就越高。根据占空比和负载电压、输出电压、变压器变比的对应关系可以负载电压、输出电压、变压器变比得到占空比的计算表达式，然后根据移相时间与占空比、开关周期的对应关系将占空比的计算表达式带入，进而得到移相时间与输出电压、开关周期、变压器变比和负载电压的对应关系，从而建立相应的移相时间计算模型。
在一个实施例中，移相时间、占空比与开关周期的对应关系为：
Figure GDA0002364114150000061
其中，ts为移相时间，T为移相控制全桥电路的开关周期，D为占空比。
具体地，根据图3(a)和图3(b)进行对比分析，可以得到，到对移相控制全桥电路200的桥臂电压(即变压器300的一次侧电压)进行移相控制之后，其中，移相时间为ts，根据占空比的计算公式可以得到占空比
Figure GDA0002364114150000062
在一个实施例中，占空比和负载电压、输出电压、变压器变比的对应关系为：
Figure GDA0002364114150000063
其中，u为负载电压，n为变压器变比，u1为输出电压。
具体地，以充电桩系统为例，充电桩系统还包括LC电路和整流电路，由于开关频率的大小一般为50KHz-160KHz之间，远大于PFC电路产生的两倍工频纹波(100Hz)，因此，可以认为在一个周期内，充电桩系统二次侧电压的幅值是恒定的，通过傅里叶分解可以得到
Figure GDA0002364114150000071
其中，D为占空比，u3为充电桩系统的变压器300的二次侧电压，u为负载电压。根据在一个周期内充电桩系统的变压器300的二次侧电压可以看作是稳定(即没有两倍工频纹波产生)的这一特性，进行傅里叶分解，得到充电桩系统的变压器300的二次侧电压和负载电压之间的对应关系，以便于根据负载电压进行后续步骤的移相时间计算。由于在变压器300中，一次侧电压与二次侧电压满意一定的比例关系，变压器变比
Figure GDA0002364114150000072
其中，u3为变压器300的二次侧电压，u2为变压器300的一次侧电压，n为变压器变比。根据变压器变比计算公式可以得到
Figure GDA0002364114150000073
变压器300的一次侧电压的幅值与输出电压的幅值相等。单相PFC装置100的输出电压经过移相控制全桥电路200进行移相之后，从移相控制全桥电路200的桥臂输出，虽然经过了移相控制，但是单相PFC装置100的输出电压的幅值并没有发生改变，因此移相控制全桥电路200的桥臂输出电压(即变压器300的一次侧电压)的幅值与单相PFC装置100的输出电压幅值相等。所以得到
Figure GDA0002364114150000074
Figure GDA0002364114150000075
即为占空比和负载电压、输出电压、变压器变比的对应关系。
综上，根据移相时间与占空比、开关周期的对应关系：
Figure GDA0002364114150000076
以及占空比和负载电压、输出电压、变压器变比的对应关系：
Figure GDA0002364114150000077
进一步地分析整理得到移相时间的计算公式为：
Figure GDA0002364114150000078
根据所得到的移相时间计算公式建立对应的移相时间计算模型，在进行移相时间计算时，仅需要获取相应单相PFC装置的开关周期、变压器300器变比、输出电压和对应的负载电压，就能够得到对应的移相时间，从而输出对应的驱动信号驱动移相控制全桥电路200进行移相控制。
步骤S300，根据移相时间生成相应的驱动信号并发送至移相控制全桥电路。
具体地，驱动信号用于驱动移相控制全桥电路进行移相控制。根据移相时间计算模型，对所采集的单相PFC装置的输出电压和负载电压，以及预设的开关周期和变压器变比进行计算，得到移相时间，从而根据移相时间输出相应的驱动信号，驱动移相控制电路进行移相控制，以达到消除单相PFC电路所产生的两倍工频纹波的目的。移相控制全桥电路200能够根据输出的驱动信号，驱动波形的相位向前或向后移动它的角度，利用相位的漂移来来达到相应的目的。比如全桥移相电源控制技术，就是利用移相来控制输出电压的高低，利用相位的相角来调节变压的磁通密度。请参阅图3(b)，为一实施例中，移相控制全桥电路200根据驱动信号对图3(a)所示的波形，进行移相控制之后形成的波形。通过移相控制全桥电路200进行移相控制之后，消除单相PFC电路所产生的两倍工频纹波，以避免在对电动汽车电池等进行充电时，浪涌电压或电流的产生，有效地提高了单相PFC电路的安全性。
上述单相PFC电路工频纹波消除方法，能够采集单相PFC装置的输出电压和负载电压，根据预设的电路参数，通过预设的移相时间计算模型计算得到移相时间，然后根据移相时间生成相应的驱动信号驱动移相控制全桥电路200进行移相调节，使得通过移相控制全桥电路200每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定，从而消除单相PFC电路带来的工频纹波，避免工频纹波对负载的正常运行产生影响，有效地提高了单相PFC电路的安全性。
一种PFC拓扑系统，请参阅图4，PFC拓扑系统包括单相PFC装置100、移相控制全桥电路200、变压器300和控制器400，单相PFC装置100连接移相控制全桥电路200，移相控制全桥电路200连接变压器300，变压器300连接负载，控制器400连接单相PFC装置100，控制器400连接负载，控制器400连接移相控制全桥电路200，控制器400用于采集单相PFC装置100的输出电压和负载电压，并根据上述任一项的方法步骤驱动移相控制全桥电路200进行移相控制。
具体地，单相PFC电路即单相功率因素校正电路，根据输入源的类型，可以分为单相PFC电路和三相PFC电路，单相PFC电路通常是指输入源为220V、50Hz的交流电源的PFC电路。单相PFC技术被广泛应用到开关电源、变频家电等领域，在消除谐波电流污染方面起到了非常重要作用。随着智能电网技术、分布式发电技术的发展和应用，出现了单相标准正弦电压源、准正弦电压源、交流方波电压源以及直流电压源，为了提高这些电源的利用率和改善微网的供电状况，上述电压源都必须采取功率因数校正技术，以提高电力利用率。应当指出的是，在一个实施例中，控制器400为DSP(Digital Signal Processing,数字信号处理)控制器，通过DSP控制器实现单相PFC装置100的输出电压采集和负载电压的采集，以及对应的移相时间计算和驱动信号输出。
在一个实施例中，根据采集的输出电压和负载电压，以及预设的电路参数进行计算，预设电路参数包括变压器变比和单相PFC装置100的开关周期。变压器变比即为变压器300变压比，是指变压器300的二次侧与一次侧的电压或电流的比值，在本实施例中是指变压器300的二次侧电压与一次侧电压的比值，该比值也是一固定值，与变压器300的副线圈绕组和原线圈绕组的比值相对应。开关电源能够利用电子开关器件(例如晶体管、场效应管等)，通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现DC/AC、DC/DC电压变换，以及输出电压可调和自动稳压的功能。在应用于PFC拓扑系统的单相PFC装置100中，电路的开关频率一般是固定的，在设计相应的单相PFC装置100时就已经设置好，即开关周期为一固定值，不同的单相PFC装置100中开关周期的取值可能不一样，但是在同一单相PFC装置100中，基本不会发生改变。因此，在进行移相时间的计算时，主要是通过采集单相PFC装置100的输出电压与负载电压两个变量，进行分析计算，从而得到对应的移相时间。
根据输出电压、负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间。移相时间计算模型表征输出电压、负载电压和预设的电路参数与移相时间的对应关系，只要根据获取的输出电压、开关周期、变压器变比和负载电压，就能够得到当前单相PFC装置100所应用的PFC拓扑系统中为了保证每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定所需的移相时间，从而根据移相时间进行相应的控制，以消除单相PFC装置100的工频纹波，使每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定，保证负载能在安全环境下运行。进一步地，在一个实施例中，根据输出电压、负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间为：
Figure GDA0002364114150000101
其中，ts为移相时间，T为移相控制全桥电路的开关周期，u为负载电压，n为变压器变比，u1为输出电压。
根据移相时间生成相应的驱动信号并发送至移相控制全桥电路。驱动信号用于驱动移相控制全桥电路进行移相控制。根据移相时间计算模型，对所采集的单相PFC装置的输出电压和负载电压，以及预设的开关周期和变压器变比进行计算，得到移相时间，从而根据移相时间输出相应的驱动信号，驱动移相控制电路进行移相控制，以达到消除单相PFC电路所产生的两倍工频纹波的目的。移相控制全桥电路200能够根据输出的驱动信号，驱动波形的相位向前或向后移动它的角度，利用相位的漂移来来达到相应的目的。比如全桥移相电源控制技术，就是利用移相来控制输出电压的高低，利用相位的相角来调节变压的磁通密度。请参阅图3(b)，为一实施例中，移相控制全桥电路200根据驱动信号对图3(a)所示的波形，进行移相控制之后形成的波形。通过移相控制全桥电路200进行移相控制之后，消除单相PFC电路所产生的两倍工频纹波，以避免在对电动汽车电池等进行充电时，浪涌电压或电流的产生，有效地提高了单相PFC电路的安全性。
在一个实施例中，请参阅图5，PFC拓扑系统还包括整流电路，变压器300连接整流电路500，整流电路500连接负载。
具体地，整流电路(rectifying circuit)是把交流电能转换为直流电能的电路，在直流电动机的调速、发电机的励磁调节、电解、电镀等领域得到广泛应用。通过整流电路500能够将输入单相PFC装置100的交流电源，根据单相PFC装置100、移相控制全桥电路200等的功率因素校正和移相处理之后，转化为与负载相匹配的直流电压输出，为负载提供适合的直流电压。
在一个实施例中，请继续参阅图5，PFC拓扑系统还包括LC电路600，变压器300连接LC电路600，LC电路600连接整流电路500。
具体地，LC电路600包括串联的一个电感和一个电容，电感连接变压器300，电容与整流电路500连接。由于一些电磁干扰很强的场所，往往信号弱的电压信号或脉冲信号会受到强电磁干扰，采用LC滤波，进行杂波滤除，得到正常信号。通过LC电路600能够滤除杂波，提高整个系统的抗干扰能力，使得通过移相控制全桥电路200每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定。可以理解，在其它实施例中，还可以采用RC滤波电路将杂波滤除，提高系统的抗干扰能力。
上述PFC拓扑系统，能够采集单相PFC装置100的输出电压和负载电压，根据预设的电路参数，通过预设的移相时间计算模型计算得到移相时间，然后根据移相时间生成相应的驱动信号驱动移相控制全桥电路200进行移相调节，使得通过移相控制全桥电路200每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定，从而消除单相PFC装置100带来的工频纹波，避免工频纹波对负载的正常运行产生影响，有效地提高了单相PFC装置100的安全性。
一种充电桩系统，请参阅图6，包括上述任一项的PFC拓扑系统。具体地，DSP控制器与充电桩系统的负载为电动汽车等的充电电池，通过PFC拓扑系统，将交流电源转化为已经消除两倍工频纹波的直流电压输出，从而实现为电动汽车等的电池进行充电。控制器400为DSP控制器400(图未示)，通过DSP控制器400能够采集单相PFC装置100的输出电压和负载电压，并且DSP控制器400预设有电路参数，预设电路参数包括变压器变比和移相控制全桥电路的开关周期，变压器变比即为变压器300变压比，是指变压器300的二次侧与一次侧的电压或电流的比值，在本实施例中是指变压器300的二次侧电压与一次侧电压的比值，该比值也是一固定值，与变压器300的副线圈绕组和原线圈绕组的比值相对应。开关电源能够利用电子开关器件(例如晶体管、场效应管等)，通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现DC/AC、DC/DC电压变换，以及输出电压可调和自动稳压的功能。在应用于PFC拓扑系统的单相PFC装置100中，电路的开关频率一般是固定的，在设计相应的单相PFC装置100时就已经设置好，即开关周期为一固定值，不同的单相PFC装置100中开关周期的取值可能不一样，但是在同一单相PFC装置100中，基本不会发生改变。因此，在进行移相时间的计算时，主要是通过采集单相PFC装置100的输出电压与负载电压两个变量，进行分析计算，从而得到对应的移相时间。应当指出的是，图6所示的充电桩系统结构示意图，虽然未示DSP控制器400与负载、移相控制全桥电路200和单相PFC电路之间的连接关系，但根据电路的工作原理可以毫无疑义地确定DSP控制器400的输入引脚分别连接负载端和单相PFC电路的输出端，用于采集负载电压和输出电压，DSP控制器400的输出引脚分别连接移相控制全桥电路200的四个晶体管相连接，用于根据移相时间控制不同的晶体管的开断状态，以实现移相控制的功能。
根据输出电压、负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间。移相时间计算模型表征输出电压、负载电压和预设的电路参数与移相时间的对应关系，只要根据采集的输出电压和负载电压，根据预设的电路参数和移相时间计算模型进行相应计算，就能够得到单相PFC电路中为了保证每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定所需的移相时间，从而根据移相时间驱动移相控制全桥电路200进行相应的控制，以消除单相PFC电路的工频纹波，使每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定，保证负载能在安全环境下运行。进一步地，在一个实施例中，根据输出电压、负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间为：
Figure GDA0002364114150000131
其中，ts为移相时间，T为移相控制全桥电路的开关周期，u为负载电压，n为变压器变比，u1为输出电压。
根据移相时间生成相应的驱动信号并发送至移相控制全桥电路，驱动信号用于驱动移相控制全桥电路进行移相控制。根据移相时间计算模型，对所采集的单相PFC装置的输出电压和负载电压，以及预设的开关周期和变压器变比进行计算，得到移相时间，从而根据移相时间输出相应的驱动信号，驱动移相控制电路进行移相控制，以达到消除单相PFC电路所产生的两倍工频纹波的目的。移相控制全桥电路200能够根据输出的驱动信号，驱动波形的相位向前或向后移动它的角度，利用相位的漂移来来达到相应的目的。比如全桥移相电源控制技术，就是利用移相来控制输出电压的高低，利用相位的相角来调节变压的磁通密度。请参阅图3(b)，为一实施例中，移相控制全桥电路200根据驱动信号对图3(a)所示的波形，进行移相控制之后形成的波形。通过移相控制全桥电路200进行移相控制之后，消除单相PFC电路所产生的两倍工频纹波，以避免在对电动汽车电池等进行充电时，浪涌电压或电流的产生，有效地提高了单相PFC电路的安全性。
上述充电桩系统，能够采集单相PFC装置100的输出电压和负载电压，根据预设的电路参数，通过预设的移相时间计算模型计算得到移相时间，然后根据移相时间生成相应的驱动信号驱动移相控制全桥电路200进行移相调节，使得通过移相控制全桥电路200每个载波周期传输到负载两端的电压基波恒定，从而消除单相PFC装置100带来的工频纹波，避免工频纹波对负载的正常运行产生影响，有效地提高了单相PFC装置100的安全性。
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对申请专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (8)

1.一种单相PFC电路工频纹波消除方法，其特征在于，所述方法用于消除单相PFC电路引发的两倍工频纹波，单相PFC电路包括单相PFC装置、移相控制全桥电路和变压器，所述单相PFC装置连接所述移相控制全桥电路，所述移相控制全桥电路连接所述变压器，所述变压器连接负载，所述方法包括：
采集单相PFC装置的输出电压和负载电压；
根据所述输出电压、所述负载电压、预设的电路参数和移相时间计算模型进行分析计算，得到移相时间，所述移相时间计算模型表征所述输出电压、所述负载电压和预设的电路参数与所述移相时间的对应关系，所述预设的电路参数包括移相控制全桥电路的开关周期和变压器变比，分析计算得到移相时间具体为：
Figure FDA0002364114140000011
其中，ts为移相时间，T为移相控制全桥电路的开关周期，u为负载电压，n为变压器变比，u1为输出电压；
根据所述移相时间生成相应的驱动信号并发送至移相控制全桥电路，所述驱动信号用于驱动所述移相控制全桥电路进行移相控制。
2.根据权利要求1所述的单相PFC电路工频纹波消除方法，其特征在于，所述移相时间计算模型根据所述移相时间、移相控制全桥电路的占空比与所述移相控制全桥电路的开关周期的对应关系，以及所述占空比、所述负载电压、所述输出电压和所述变压器变比的对应关系进行推导得到。
3.根据权利要求2所述的单相PFC电路工频纹波消除方法，其特征在于，所述移相时间、所述占空比与所述移相控制全桥电路的开关周期的对应关系为：
Figure FDA0002364114140000012
其中，ts为移相时间，T为移相控制全桥电路的开关周期，D为占空比。
4.根据权利要求2所述的单相PFC电路工频纹波消除方法，其特征在于，所述占空比、所述负载电压、所述输出电压和所述变压器变比的对应关系为：
Figure FDA0002364114140000021
其中，u为负载电压，n为变压器变比，u1为输出电压，D为占空比。
5.一种PFC拓扑系统，其特征在于，所述PFC拓扑系统包括单相PFC装置、移相控制全桥电路、变压器和控制器，所述单相PFC装置连接所述移相控制全桥电路，所述移相控制全桥电路连接所述变压器，所述变压器连接负载，所述控制器连接所述单相PFC装置，所述控制器连接负载，所述控制器连接所述移相控制全桥电路，所述控制器用于采集单相PFC装置的输出电压和负载电压，并根据权利要求1-4任一项的方法步骤驱动所述移相控制全桥电路进行移相控制。
6.根据权利要求5所述的PFC拓扑系统，其特征在于，所述PFC拓扑系统还包括整流电路，所述变压器连接所述整流电路，所述整流电路连接负载。
7.根据权利要求6所述的PFC拓扑系统，其特征在于，所述PFC拓扑系统还包括LC电路，所述变压器连接所述LC电路，所述LC电路连接整流电路。
8.一种充电桩系统，其特征在于，所述充电桩系统包括权利要求5-7任一项所述的PFC拓扑系统。
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