CN108895954A - 一种无传感器的阀芯位移自感知方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无传感器的阀芯位移自感知方法，该方法在位移自感知控制系统上实现，位移自感知控制系统包括数字控制器和电磁铁驱动电路；电磁铁驱动电路用于驱动液压换向阀的阀芯；数字控制器包括电流控制器、位移采集器和切换逻辑单元；切换逻辑单元根据阀位控制信号，控制电流控制器、位移采集器对电磁铁驱动电路的控制逻辑；本发明通过增加切换逻辑单元与位移采集器，使换向阀两电磁铁分别工作在电流控制模式及位移采集器模式下，实现液压阀阀芯位移测量；利用反接卸荷驱电路的非线性特征，将位移采集器工作的PWM信号占空比设置为优化占空比，使得对电流纹波幅值的采集任务减轻一半，并使位移感知具有最大分辨率。

Description

一种无传感器的阀芯位移自感知方法

技术领域

本发明属于电液控制领域，尤其涉及一种双电磁铁驱动液压换向阀的阀芯位移测量方法。

背景技术

液压电磁换向阀是一种常见的液压元件，在液压系统中得到广泛的应用。其利用电磁铁的通、断电而直接推动阀芯来控制油口的连通状态。阀芯的位移直接与阀的工作状态相关，对阀芯位移的感知测量能提高阀的控制性能与故障诊断能力。对阀芯位移的感知可以采用加装位移传感器的形式，如最常用线性可变差动变压器(LVDT,Linear VariableDifferential Transformer)型位移传感器，也可以利用电磁铁位移-电感特性进行间接测量。Muhammed Fazlur Rahman等对电磁铁的电感位移特性进行了深入研究[Rahman M F,Cheung N C,Lim K W.Position estimation in solenoid actuators[J].IEEETransactions on Industry Applications,1996,32(3):552-559.]，并揭示电磁铁衔铁芯位移与电磁铁电感之间的映射关系，通过采用电脉宽调制(PWM)信号控制电磁铁，实现了通过电流纹波幅值表征电感大小，从而实现了对电磁铁衔铁芯位移的测量。但是为了保证位移测量的精度与分辨率，电磁铁电流必需控制在一定范围内。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，结合电磁铁的电感位移特性，双电磁铁驱动液压换向阀的结构特点以及反接卸荷驱动电路电流特性的非线性特点，提出一种针对双电磁铁驱动液压换向阀的阀芯位移自感知方法。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种无传感器的阀芯位移自感知方法，该方法在位移自感知控制系统上实现，所述位移自感知控制系统包括数字控制器和电磁铁驱动电路；所述电磁铁驱动电路用于驱动液压换向阀的阀芯；所述数字控制器包括电流控制器、位移采集器和切换逻辑单元；所述切换逻辑单元根据阀位控制信号，控制电流控制器、位移采集器对电磁铁驱动电路的控制逻辑；该方法包括：

数字控制器检测阀位控制信号，判断阀位方向；

根据切换逻辑单元的控制逻辑，当阀位处于左位时，所述电流控制器控制左电磁铁，使其工作在驱动模式下，以驱动阀芯工作在左位，所述位移采集器控制右电磁铁，使其工作在传感模式下，以进行电流纹波采样；当阀位处于右位时，所述电流控制器控制右电磁铁，使其工作在驱动模式下，以驱动阀芯工作在右位，所述位移采集器控制左电磁铁，使其工作在传感模式下，以进行电流纹波采样；所述电流纹波采样具体为：采用反接卸荷式驱动电路，通过PWM控制信号，激励工作在传感模式下的电磁铁，使其产生用于位移测量的电流信号，该电流信号的均值及纹波幅值为毫安级别；

根据电流纹波幅值Δi与电磁铁衔铁芯位置的映射关系即可实现阀芯位置的感知。

进一步地，所述电磁铁驱动电路采用反接卸荷式驱动电路，该驱动电路的非线性关系的表现特征为：当占空比D小于转折占空比D₀时，电磁铁电流i很小，在毫安级别，不足以使电磁铁产生有效的阀芯驱动力；当占空比D大于转折占空比D₀时，电磁铁电流i与占空比D成线性关系，足以使电磁铁产生有效的阀芯驱动力；所述电磁铁驱动电路有两种工作模式：一种为电流控制器模式，此时所述驱动电路占空比D>D₀以驱动阀芯运动；另一种为位移采集器控制模式，此时所述驱动电路占空比D<D₀以进行电流纹波采样。

进一步地，当所述驱动电路工作在电流控制器模式时，占空比D的大小由电流控制器闭环控制决定；当所述驱动电路工作在位移采集器控制模式时，选择的占空比D<D₀，此时所述位移采集器实现对单个PWM信号周期内的电流纹波幅值Δi进行测量，根据反接卸荷电路特性，PWM信号上升沿电流i₀＝0，此时无需对i₀进行采样，仅需对PWM信号下降沿电流i_up进行采样，因此电流采集工作强度减轻了一半。

进一步地，当所述驱动电路工作在位移采集器控制模式时，占空比D的优化值取为转折占空比D₀，以实现采样电流纹波变化对电磁铁衔铁芯位移变化敏感度最大化，实现最大分辨率的阀芯位移感知。

进一步地，所述反接卸荷式驱动电路包括：电源端二极管D₁，电源端电容C₂，两个MOSFET开关管Q₁,Q₂，光耦P₁，卸荷二极管D₂,D₃,D₄，卸荷电容C₁；所述驱动电路采用电脉宽调制方法(PWM)控制，其主要有两种工作状态，其一，当PWM信号高电平时，光耦P₁接通，从而使两个MOSFET开关管Q₁,Q₂接通，电流依次从供电电源端，通过电源端二极管D₁，开关管Q₁，电磁铁等效电阻R_L及电感L，开关管Q₂，流到地端，期间给电容C₂充电；其二，当PWM信号低电平时，光耦P₁关闭，从而使两个MOSFET开关管Q₁,Q₂关闭，电源端只与电容C₂接通，电磁铁电流在互感作用下，经过二极管D₃，D₂给电容C₁充电，直到电容C₁端电压大于电感L端电压为止。

本发明的有益效果是：双电磁铁驱动液压换向阀数字控制器中，增加切换逻辑单元与位移采集器，该方法使换向阀两电磁铁分别工作在电流控制模式及位移采集器模式下，使换向阀具有无传感器阀芯位移感知能力，实现液压阀阀芯位移测量；利用反接卸荷驱电路的非线性特征，将位移采集器工作的PWM信号占空比设置为优化占空比，使得对电流纹波幅值的采集任务减轻一半，并使位移感知具有最大分辨率；结合反接卸荷驱动电路的电流特性使测量更易于实现；该方法特别适应用于阀芯卡滞等故障诊断中。

附图说明

图1是无传感器的阀芯位移自感知方法示意图；

图2是左右电磁铁切换控制逻辑示意图；

图3是电磁铁反接卸荷驱动电路原理图；

图4是电磁铁反接卸荷驱动电路主要工作过程示意图，(a)为PWM信号高电平时等效电路，(b)为PWM信号低电平时等效电路；

图5是电磁铁反接卸荷驱动电路PWM占空比D-电磁铁电流i非线性特征示意图；

图6是电磁铁反接卸荷驱动电路电流纹波采样示意图；

图7是采用电流纹波采样实现阀芯位移自感知流程图；

图3中：U_s—供电电压；D₁—电源端二极管；C₂—电源端电容；C₁—卸荷电容；D₃,D₂,D₄—卸荷二极管；Q₁,Q₂—MOSFET开关管；P₁—PWM信号控制光藕；R_L—电磁铁等效电阻；L—电磁铁等效电感；

图4中：U_s—供电压值；R_D1—电源端二极管等效电阻值；R_Q1,R_Q2—MOSFET开关管等效电阻值；C₂—电源端电容值；C₁—卸荷电容值；R_L—电磁铁等效电阻值；L—电磁铁等效电感值；R_D3,R_D2—卸荷二极管等效电阻值；

图6中：T—脉宽调制(PWM)信号周期；i₀—PWM信号上升沿电磁铁瞬态电流；i_up—PWM信号下降沿电磁铁瞬态电流。

具体实施方式

以下结合附图详细说明本发明提供的阀芯位移自感知方法。

如图1所示，本发明阀芯位移自感知方法采用的位移自感知控制系统，包括数字控制器和电磁铁驱动电路。所述数字控制器包括电流控制器、位移采集器、切换逻辑单元。所述电磁铁驱动电路用于驱动液压换向阀的阀芯，电磁铁驱动电路采用反接卸荷式驱动电路，每个电磁铁均由一组驱动电路进行控制。电磁换向阀具有采用左电磁铁与右电磁铁驱动实现换向的特点，换向阀的阀芯与电磁铁衔铁芯在换向阀工作过程中紧密接触，电磁铁衔铁芯的位移等效于阀芯位移。

如图1、2所示，所述阀芯位移自感知方法的实现过程包括以下步骤：

所述数字控制器检测阀位控制信号，判断阀位方向；

根据切换逻辑单元的控制逻辑，当阀位处于左位时，所述电流控制器控制左电磁铁，使其工作在驱动模式下，以驱动阀芯工作在左位，所述位移采集器控制右电磁铁，使其工作在传感模式下，以进行电流纹波采样；当阀位处于右位时，所述电流控制器控制右电磁铁，使其工作在驱动模式下，以驱动阀芯工作在右位，所述位移采集器控制左电磁铁，使其工作在传感模式下，以进行电流纹波采样；所述电流纹波采样具体为：采用反接卸荷式驱动电路，通过PWM控制信号，激励工作在传感模式下的电磁铁，使其产生用于位移测量的电流信号，该电流信号的均值及纹波幅值为毫安级别；

根据电流纹波幅值Δi与电磁铁衔铁芯位置的映射关系即可实现阀芯位置的感知。

如图3-5所示，所述电磁铁驱动电路采用一种反接卸荷式驱动电路，其电路原理如图3所示，其组成的关键电子元件有：电源端二极管D₁，电源端电容C₁，两个MOSFET开关管Q₁,Q₂，光藕P₁，卸荷二极管D₂,D₃,D₄，卸荷电容C₁。所述驱动电路采用电脉宽调制方法(PWM)控制，其主要有两种工作状态。其一，当PWM信号高电平时，光藕P₁接通，从而使两个MOSFET开关管Q₁,Q₂接通，电流依次从供电电源端，通过电源端二极管D₁，开关管Q₁，电磁铁等效电阻R_L及电感L，开关管Q₂，流到地端，期间给电容C₂充电，如图4中的(a)所示。其二，当PWM信号低电平时，光藕P₁关闭，从而使两个MOSFET开关管Q₁,Q₂关闭，电源端只与电容C₂接通，电磁铁电流在互感作用下，经过二极管D₃，D₂给电容C₁充电，直到C₁端电压大于L端电压为止，如图4中的(b)所示。

所述电磁铁驱动电路在PWM高电平时的工作状态下，电磁铁电流i_L满足如下公式：

其中R₁＝R_D1+R_Q1+R_L+R_Q2为工作状态一的总电阻；t为电路工作时间。

所述电磁铁驱动电路在PWM低电平时的工作状态下，电磁铁电流i_L满足如下公式：

其中R₂＝R_D2+R_D3+R_L为工作状态二的总电阻；ω＝(C₁ ²R₂ ²-4C₁·L)^1/2/(2C₁·L),α＝R₂/L,ω＝βi，i为虚数；U₀为电容C1的初始电压。

所述电磁铁驱动电路工作过程一电流上升速度一般小于工作过程二电流下降速度，因此在单个PWM信号周期内，跟据占空比D的不同，初始情况下存在PWM信号高电平时间内电流上升幅值小于、大于或等于PWM信号低电平时间内电流下降幅值的情况。因此所述电磁铁驱动电路的PWM信号占空比D与电磁铁电流i具有如图5的非线性特征，其存在一个转折占空比D₀。当PWM信号占空比D<D₀时，电磁铁电流很小只有毫安级别，不足以使电磁铁产生足够大的力以驱动阀芯；当PWM信号占空比D>D₀时，电磁铁电流随占空比变化较大，满足阀芯的驱动要求。

当PWM信号占空比D＝D₀时，单个PWM信号周期T内，电磁铁在PWM信号下降沿电流iup满足如下方程：

当PWM频率较大时，进一步满足：

此时电流纹波值幅值即为i_up，同时可以计算得出转折占空比D₀满足如下公式：

且当电容C₁充电到电源电压U_s时，转折占空比等于50％。

当PWM信号占空比D>D₀时，单个PWM信号周期T内，电磁铁在PWM信号下降沿电流i_up，PWM信号上升沿电流i₀满足如下方程：

当PWM频率较大时，假设U₀＝U_s,R₁＝R₂＝R进一步满足：

从而电磁铁纹波值满足：

根据所述阀芯位移自感知方法的实现步骤过程，所述电磁铁驱动电路有两种工作模式：一种为电流控制器模式，此时所述驱动电路占空比D>D₀以驱动阀芯运动；另一种为位移采集器控制模式，以进行电流纹波采样。

当所述驱动电路工作在电流控制器模式时，占空比D的大小由电流控制器闭环控制决定。当所述驱动电路工作在位移采集器控制模式时，占空比大小D取一定的最优值可以实现采样电流纹波变化对电磁铁衔铁芯位移变化敏感度最大化，实现最大分辨率的阀芯位移感知测量。通过计算电流纹波值幅值Δi对PWM占空比的导数，所述的占空比最优值D_p可以计算出来。

当D>D₀时有，根据以下公式计算得时，电流纹波值幅值最大。

当D≤D₀时，电流纹波幅值最大值即为D_p＝D₀≈50％时的电流纹波幅值。

综上所述，实现最大分辨率的阀芯位移感知测量的占空比最优值在转折占空比D₀附近。所述驱动电路工作在位移采集器控制模式时，为了减轻电流采样的工作强度，可以选择的占空比D<D₀，且在D₀附近，具体数值可由实验效果确定。此时根据反接卸荷电路特性，PWM信号上升沿电流i₀＝0，因此省去了一半电流采集工作。

如图6、7所示，所述位移采集器实现对单个PWM信号周期内的电流纹波幅值Δi的测量，具体工作流程如图7所示。当所述驱动电路工作在位移采集器控制模式时且选择的占空比D<D₀时，根据反接卸荷电路特性，PWM信号上升沿电流i₀＝0，此时无需对i₀进行采样。根据电流纹波幅值大小与电磁铁衔铁芯位置的映射关系即可实现阀芯位移的感知。

Claims (5)

1.一种无传感器的阀芯位移自感知方法，其特征在于，该方法在位移自感知控制系统上实现，所述位移自感知控制系统包括数字控制器和电磁铁驱动电路；所述电磁铁驱动电路用于驱动液压换向阀的阀芯；所述数字控制器包括电流控制器、位移采集器和切换逻辑单元；所述切换逻辑单元根据阀位控制信号，控制电流控制器、位移采集器对电磁铁驱动电路的控制逻辑；该方法包括：

数字控制器检测阀位控制信号，判断阀位方向；

根据切换逻辑单元的控制逻辑，当阀位处于左位时，所述电流控制器控制左电磁铁，使其工作在驱动模式下，以驱动阀芯工作在左位，所述位移采集器控制右电磁铁，使其工作在传感模式下，以进行电流纹波采样；当阀位处于右位时，所述电流控制器控制右电磁铁，使其工作在驱动模式下，以驱动阀芯工作在右位，所述位移采集器控制左电磁铁，使其工作在传感模式下，以进行电流纹波采样；所述电流纹波采样具体为：采用反接卸荷式驱动电路，通过PWM控制信号，激励工作在传感模式下的电磁铁，使其产生用于位移测量的电流信号，该电流信号的均值及纹波幅值为毫安级别；

根据电流纹波幅值Δi与电磁铁衔铁芯位置的映射关系即可实现阀芯位置的感知。

2.根据权利要求1所述的一种无传感器的阀芯位移自感知方法，其特征在于，所述电磁铁驱动电路采用反接卸荷式驱动电路，该驱动电路的非线性关系的表现特征为：当占空比D小于转折占空比D₀时，电磁铁电流i很小，在毫安级别，不足以使电磁铁产生有效的阀芯驱动力；当占空比D大于转折占空比D₀时，电磁铁电流i与占空比D成线性关系，足以使电磁铁产生有效的阀芯驱动力；所述电磁铁驱动电路有两种工作模式：一种为电流控制器模式，此时所述驱动电路占空比D>D₀以驱动阀芯运动；另一种为位移采集器控制模式，此时所述驱动电路占空比D<D₀以进行电流纹波采样。

3.根据权利要求2所述的一种无传感器的阀芯位移自感知方法，其特征在于，当所述驱动电路工作在电流控制器模式时，占空比D的大小由电流控制器闭环控制决定；当所述驱动电路工作在位移采集器控制模式时，选择的占空比D<D₀，此时所述位移采集器实现对单个PWM信号周期内的电流纹波幅值Δi进行测量，根据反接卸荷电路特性，PWM信号上升沿电流i₀＝0，此时无需对i₀进行采样，仅需对PWM信号下降沿电流i_up进行采样，因此电流采集工作强度减轻了一半。

4.根据权利要求3所述的一种无传感器的阀芯位移自感知方法，其特征在于，当所述驱动电路工作在位移采集器控制模式时，占空比D的优化值取为转折占空比D₀，以实现采样电流纹波变化对电磁铁衔铁芯位移变化敏感度最大化，实现最大分辨率的阀芯位移感知。

5.根据权利要求1所述的一种无传感器的阀芯位移自感知方法，其特征在于，所述反接卸荷式驱动电路包括：电源端二极管D₁，电源端电容C₂，两个MOSFET开关管Q₁,Q₂，光耦P₁，卸荷二极管D₂,D₃,D₄，卸荷电容C₁；所述驱动电路采用电脉宽调制方法控制，其主要有两种工作状态，其一，当PWM信号高电平时，光耦P₁接通，从而使两个MOSFET开关管Q₁,Q₂接通，电流依次从供电电源端，通过电源端二极管D₁，开关管Q₁，电磁铁等效电阻R_L及电感L，开关管Q₂，流到地端，期间给电容C₂充电；其二，当PWM信号低电平时，光耦P₁关闭，从而使两个MOSFET开关管Q₁,Q₂关闭，电源端只与电容C₂接通，电磁铁电流在互感作用下，经过二极管D₃，D₂给电容C₁充电，直到电容C₁端电压大于电感L端电压为止。