CN108886400A - 接收装置和接收方法以及程序和记录介质 - Google Patents

接收装置和接收方法以及程序和记录介质 Download PDF

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Abstract

当利用阵列天线接收发送机的电波并估计直达波的到达方向时，根据传送路径估计结果，通过超分辨率处理估计到达波的延迟时间(13)，从传送路径估计结果中，去除与判定为延迟时间为阈值以上的延迟时间对应的到达波的分量(15)，对去除后的到达波的分量进行相互分离，提取直达波分量(17)，估计到达角(19)。能够在存在延迟时间较短的延迟波的环境下，正确地估计直达波的到达方向。并且，在进行超分辨率处理的情况下，计算量也可以较少。

Description

接收装置和接收方法以及程序和记录介质
技术领域
本发明涉及接收方法和接收装置，特别涉及接收发送机发出的电波并根据接收信号确定来自发送机的直达波的到达方向的技术。本发明还涉及用于使计算机执行上述接收装置或接收方法中的处理的程序和记录有该程序的计算机能读取的记录介质。
背景技术
在接收移动电话、无线LAN、地面数字广播等的电波时，由于从发送机直接到达的到达波(以下称作直达波)以及在建筑物、车辆等反射/散射而到达的到达波(以下称作延迟波)的影响，接收性能降低。将这样存在多个到达波的环境称作多路径环境。
作为抑制由于多路径而引起的接收性能降低的技术之一，公知有基于阵列天线的指向性控制。阵列天线具有多个天线元件，通过控制在对由各天线元件接收到的信号进行合成时使用的权重系数，能够使阵列天线具有指向性。在多路径环境中，通过控制指向性以使阵列天线的主瓣朝向直达波到达的方向，能够抑制由于延迟波的影响而引起的性能降低。为了通过阵列天线的指向性控制来提高接收性能，需要高精度地估计直达波到达的方向。
在接收机固定且预先得知发送机的方向的情况下，手动调整指向性以使阵列天线的主瓣朝向发送机的方向即可，但是，在利用车辆等移动体接收电波的情况下，例如以车车间通信进行接收的情况下，随着车辆的行驶，发送机相对于接收装置的相对位置变化，因此，手动调整并不现实。因此，需要根据对直达波和延迟波进行复用而得到的接收信号，自动估计直达波的到达方向。
另外，关于无线通信的电波环境，从接收机来看，能够分成发送机存在于视野内的LOS(Line Of Sight：视距)以及发送机存在于视野外的NLOS(None Line Of Sight：非视距)，但是，在本发明中假设LOS环境。
在专利文献1中记载有根据由2根天线接收到的信号测定多路径的到达方向的装置。在该装置中，根据由各天线元件接收到的信号估计传送路径的频率特性(频域的传递函数)，对估计出的传送路径的频率特性进行傅里叶逆变换，计算复延迟分布，从复延迟分布中分离出延迟时间不同的到达波，根据分离出的直达波在天线元件间的相位差估计到达角。
在专利文献2中公开有利用MUSIC(MUltiple SIgnal Classification：多重信号分类)处理、ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational InvarianceTechniques：基于旋转不变技术的信号参数估计)处理等超分辨率处理进行延迟时间的估计。在专利文献2的技术中，将由多个天线接收到的信号转换成频谱，使用该频谱，通过超分辨率处理估计各到达波的延迟时间，根据估计结果来估计各到达波混合的系数矩阵，将该系数矩阵的伪逆矩阵与上述频谱相乘，由此分离直达波的分量，根据分离出的直达波的相位差估计到达角。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第4833144号公报(第1图)
专利文献2：日本特开2010-286403号公报(第1图)
非专利文献1：菊间信良著、“基于阵列天线的自适应信号处理”、科学技术出版社、1998年11月
非专利文献1将在后面叙述。
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1的技术中，在延迟时间较短的情况下，存在无法分离直达波和延迟波这样的课题。例如，在接收机的附近存在建筑物、车辆等的情况下，在直达波与延迟波之间，从发送机到接收机的电波传播路径长度没有较大差异，因此，延迟时间非常短。当该延迟时间比复延迟分布的延迟时间分辨率短时，在估计出的复延迟分布上，直达波和延迟波重合而无法相互分离。其结果是，存在到达角估计精度大幅降低这样的问题。例如，接收带宽10MHz的信号并进行估计的复延迟分布的延迟时间分辨率为带宽的倒数100ns左右。另一方面，从接收机观察，在与发送机相反的一侧的3m的位置存在车辆等的情况下，针对直达波的延迟时间为τ＝3×2/c＝20ns。这里，c是光的速度(大约3×108m/s)。该延迟时间20ns比延迟时间分辨率100ns短，在估计出的延迟分布上，直达波和延迟波重合，其结果是，到达角的估计精度降低。
另一方面，在专利文献2的方法中，存在到达波的分离所需要的处理特别是伪逆矩阵的计算用的计算量较多这样的问题。
本发明的目的在于，提供一种接收装置和方法，在存在延迟时间较短的延迟波的环境下，能够高精度地估计直达波的到达角，而且能够抑制必要的计算量。
用于解决课题的手段
本发明的接收装置接收发送机发出的电波，估计来自所述发送机的直达波的到达角，其中，所述接收装置具有：第1～第N无线接收部，它们与构成阵列天线的第1～第N(N为2以上的整数)天线元件分别对应地设置，对分别利用所述第1～第N天线元件接收所述电波而得到的第1～第N模拟信号进行频率转换和AD转换，输出第1～第N数字信号；第1～第N传送路径估计部，它们分别根据所述第1～第N数字信号估计传送路径的频率特性，输出第1～第N传送路径估计结果；延迟时间估计部，其根据所述第1～第N传送路径估计结果中的一个传送路径估计结果，通过超分辨率处理估计所述电波中包含的1个或2个以上的到达波的延迟时间；延迟时间分割部，其将由所述延迟时间估计部估计出的所述延迟时间与阈值进行比较，判定是否比所述阈值短；第1～第N延迟波去除部，它们与所述第1～第N传送路径估计部分别对应地设置，从所述第1～第N传送路径估计结果中，去除与由所述延迟时间分割部判定为所述阈值以上的延迟时间对应的到达波的分量，输出针对由所述延迟时间分割部判定为比所述阈值短的延迟时间的到达波的第1～第N传送路径频率特性；第1～第N到达波分离部，它们与所述第1～第N延迟波去除部分别对应地设置，分别对所述第1～第N传送路径频率特性中包含的到达波的分量进行相互分离，提取第1～第N直达波分量；以及到达角估计部，其根据所述第1～第N直达波分量相互间的相位差估计所述直达波的到达角。
发明效果
根据本发明，在通过超分辨率处理估计延迟时间后，对直达波和延迟波进行分离，由此，在存在延迟时间较短的延迟波的环境下，也能够高精度地估计直达波的到达角。并且，在去除延迟时间中的较长的延迟时间后，进行伪逆矩阵的计算等，因此，能够抑制计算量。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的接收装置的框图。
图2是示出图1的传送路径估计部的一个结构例的框图。
图3是示出图1的传送路径估计部的另一个结构例的框图。
图4是示出图1的延迟波去除部的一个结构例的框图。
图5的(a)是示出图1的延迟波去除部中的延迟波去除前的延迟分布的例子的图，(b)和(c)是示出去除后的延迟分布的不同例子的图。
图6是示出直达波的到达角的概念图。
图7是示出图1的到达角估计部的一个结构例的框图。
图8是示出本发明的实施方式2的接收装置的框图。
图9是示出本发明的实施方式3的接收装置的框图。
图10是示出本发明的实施方式4的接收方法中的处理步骤的流程图。
图11是示出图10的传送路径估计步骤的一例中的处理步骤的流程图。
图12是示出图10的传送路径估计步骤的另一例中的处理步骤的流程图。
图13是示出图10的延迟波去除步骤的一例中的处理步骤的流程图。
图14是示出图10的到达角估计步骤的一例中的处理步骤的流程图。
图15是示出本发明的实施方式5的接收方法中的处理步骤的流程图。
图16是示出本发明的实施方式6的接收方法中的处理步骤的流程图。
图17是示出执行实施方式1～6的处理的计算机的框图。
具体实施方式
实施方式1
图1示出本实施方式的接收装置。
图示的接收装置接收发送机发出的电波，估计发送机的方向即直达波的到达方向。
图示的接收装置具有无线接收部11-1、11-2、传送路径估计部12-1、12-2、延迟时间估计部13、延迟时间分割部14、延迟波去除部15-1、15-2、伪逆矩阵生成部16、到达波分离部17-1、17-2和到达角估计部18，无线接收部11-1、11-2分别与天线元件10-1、10-2连接。
无线接收部11-1、传送路径估计部12-1、延迟波去除部15-1和到达波分离部17-1构成第1系统，它们相互对应，并且与第1天线元件10-1对应地设置。
无线接收部11-2、传送路径估计部12-2、延迟波去除部15-2和到达波分离部17-2构成第2系统，它们相互对应，并且与第2天线元件10-2对应地设置。
除了输入到各个系统的信号不同(即，通过各个天线元件10-1、10-2的接收而得到的信号)这点以外，第1系统中的处理和第2系统中的处理彼此相同。
延迟时间估计部13、延迟时间分割部14、伪逆矩阵生成部16和到达角估计部18是针对上述2个系统共同地设置的。
图1所示的接收装置是天线元件的数量为2时的结构，但是，即使天线元件的数量为3以上，也能够应用本发明，因此，下面，有时设天线元件的数量为N来进行说明。
图1的无线接收部11-1、11-2与天线元件10-1、10-2分别对应地设置，对由分别对应的天线元件接收电波而得到的模拟信号进行频率转换而将其转换成基带信号，进行AD转换而生成数字信号Srn(n为1或2)，输出所生成的数字信号Srn。
图1的传送路径估计部12-1、12-2与无线接收部11-1、11-2分别对应地设置，根据从分别对应的无线接收部输出的数字信号Srn，估计传送路径的频率特性(频域的传递函数)。
传送路径的频率特性的估计方法依赖于在通信系统中采用的传送方式。本发明能够应用于任意的传送方式，但是，这里，作为例子，对采用在多个通信系统中采用的OFDM(Orthogonal Frequency Divison Multiplex：正交频分复用)传送方式的情况以及采用DSSS(Direct Sequence Spectrum Spread：直接序列扩频)传送方式的情况进行叙述。
首先，对采用OFDM传送方式的情况进行叙述。OFDM传送方式是将对正交的多个子载波进行复用而得到的符号作为传送单位的传送方式。在采用OFDM传送方式的多个通信系统中，为了在接收侧对传送路径失真进行补偿，在发送侧和接收侧使用一部分子载波作为已知的导频子载波。在本实施方式中，使用该导频子载波估计传送路径的频率特性。
图2示出在采用OFDM传送方式的情况下使用的传送路径估计部12-n(n为1或2)的一例。
图2所示的传送路径估计部12-n具有FFT部20-n、导频提取部21-n、导频生成部22-n、除法部23-n和插值部24-n。
FFT部20-n通过FFT(高速傅里叶变换)，按照每个符号，将从图1的无线接收部11-n输出的数字信号Srn从时间轴转换成频率轴，由此输出各子载波。
导频提取部21-n在从FFT部20-n输出的子载波中提取导频载波。
导频生成部22-n生成在接收装置内已知的导频载波。
除法部23-n将由导频提取部21-n提取出的导频载波除以由导频生成部22-n生成的导频载波，由此，输出作用于导频载波的传送路径的频率特性。
插值部24-n在符号方向和子载波方向上对作用于导频载波的传送路径的频率特性进行插值，由此，得到全部子载波的传送路径的频率特性(传送路径估计结果)。
接着，对采用DSSS传送方式的情况进行叙述。DSSS传送方式是按照每个符号发送使用伪噪声序列进行扩散后的信号并在接收侧进行逆扩散的方式。
图3示出在采用DSSS传送方式的情况下使用的传送路径估计部12-n(n为1或2)的一例。
图3所示的传送路径估计部12-n具有伪噪声序列生成部25-n、逆扩散部26-n和FFT部27-n。
伪噪声序列生成部25-n生成与在发送侧进行扩散时使用的伪噪声序列相同的伪噪声序列Ns。
逆扩散部26-n以符号为单位计算并输出从图1的无线接收部11-n输出的数字信号Srn与伪噪声序列Ns的滑动相关。
FFT部27-n通过FFT将逆扩散部26-n的输出转换成频域，由此，得到传送路径的频率特性(传送路径估计结果)。
传送路径估计部12-n中的传送路径的频率特性(传送路径估计结果)能够作为由各个频率f1～fM的分量构成的列向量而利用下述式(1)表示。
【数学式1】
这里，fm(m为1～M中的任意一方)是等间隔地对从最低的频率f1到最高的频率fM的范围进行M分割而得到的频率，分割数M是图2的FFT部20-n或图3的FFT部27-n的FFT点数。
返回图1，延迟时间估计部13根据传送路径估计部12-1、12-2中的任意一方例如传送路径估计部12-1的输出，估计由对应的天线元件10-1接收到的电波中包含的1个或2个以上的到达波的延迟时间。
通过MUSIC(MUltiple SIgnal Classification：多重信号分类)处理、ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques：基于旋转不变技术的信号参数估计)处理等超分辨率处理进行延迟时间的估计。
这里，设到达波的数量为K，设各到达波的延迟时间为τ1、τ2、…、τK，设延迟时间的估计值为τ(hat)1、τ(hat)2、…、τ(hat)K。另外，设τ1<τ2<…<τK。
延迟时间分割部14将延迟时间估计部13中的延迟时间的估计结果τ(hat)1、…、τ(hat)K与预定的阈值τth进行比较，判定各估计值τ(hat)k是否比阈值τth短。然后，将估计值τ(hat)1、…、τ(hat)K分割成比阈值τth短的估计值τ(hat)1、…、τ(hat)q以及除此以外的估计值(阈值τth以上的估计值)τ(hat)q+1、…、τ(hat)K。这里，设阈值τth被确定成满足τ(hat)1<τth<τ(hat)K的关系。
延迟时间分割部14输出判定为比阈值τth短的估计值τ(hat)1、…、τ(hat)q，不输出判定为阈值τth以上的估计值τ(hat)q+1、…、τ(hat)K。取而代之，也可以输出表示各估计值τ(hat)k是否比阈值τth短的信息。
延迟波去除部15-1、15-2与传送路径估计部12-1、12-2分别对应地设置，从分别对应的传送路径估计部的输出(传送路径估计结果)中，去除与由延迟时间分割部14判定为阈值τth以上的延迟时间对应的到达波的分量。即，各延迟波去除部15-n在从对应的传送路径估计部12-n输出的传送路径的频率特性的估计结果中，去除与由延迟时间分割部14判定为阈值τth以上的延迟时间τ(hat)q+1、…、τ(hat)K对应的延迟波分量。
例如如图4所示，延迟波去除部15-n具有IFFT部50-n、延迟波分量去除部51-n和FFT部52-n。
IFFT部50-n对由式(1)表示的传送路径的频率特性的估计结果zn进行IFFT(高速傅里叶逆变换)，计算延迟分布。图5的(a)示出计算出的延迟分布的一例。
延迟波分量去除部51-n使在由IFFT部50-n计算出的延迟分布(图5的(a))中相当于延迟时间估计值τ(hat)q+1、...、τ(hat)K的分量为0。该处理的结果是，如图5的(b)所示，生成不包含相当于τ(hat)q+1、...、τ(hat)K的分量且包含相当于τ(hat)1、...、τ(hat)q的分量的延迟分布(去除后的延迟分布)。
FFT部52-n对延迟波分量去除部51-n的输出(图5(b))进行FFT，返回频域的信号。进行这种处理的结果是，得到不包含与τ(hat)q+1、...、τ(hat)K对应的到达波分量且包含与τ(hat)1、...、τ(hat)q对应的到达波分量的传送路径的频率特性。
另外，在上述延迟波分量去除部51-n中，也可以将延迟分布的τ(hat)q+1、...、τ(hat)K的范围的分量全部置换成0。图5的(c)示出该处理的结果。在图5的(c)的例子中，在图5的(a)的延迟分布中，与相当于τ(hat)q、...、τ(hat)K的分量一起这些分量的范围的噪声分量也被置换成0。
这里，利用矩阵表现延迟波去除部15-n的输入信号和输出信号。首先，输入信号利用上述式(1)表示，但是，也可以利用下述式(2)表示。
【数学式2】
zn＝X·yn (2)
在式(2)中，X是表示延迟时间的矩阵，利用下述式(3)表示。
【数学式3】
在式(3)中，如上所述，K表示到达波的数量，如上所述，M表示频率的分割数。
设天线元件10-1与天线元件10-2之间的间隔为波长的一半左右，因此，假设延迟时间在天线元件之间没有差异。
并且，式(2)的yn是由表示全部到达波(第1个～第K个到达波)各自的振幅和相位的分量构成的列向量，利用下述式(4)表示。
【数学式4】
在式(4)中，an，k是(n＝1，2、k＝1、...、K)是表示由第n个天线元件10-n接收的信号的第k个到达波的振幅和相位的复数。
接着，对延迟波去除部15-n的输出信号进行说明。当设由延迟时间分割部14判定为阈值τth以上的延迟时间的估计值与实际的延迟时间相等时，通过延迟波去除部15-n去除这些延迟波分量。延迟波去除部15-n的输出利用下述式(5)表示。
【数学式5】
z′n＝X′·y′n (5)
在式(5)中，X’是从X中去除相当于延迟时间τq+1、...、τK的分量而得到的，利用式(6)表示。
【数学式6】
并且，在式(5)中，y’n是从yn中去除相当于延迟时间τq+1、...、τK的分量而得到的，利用式(7)表示。
【数学式7】
对式(2)(以及式(3)和(4))与式(5)(以及式(6)和(7))进行比较时，可知延迟波去除部15-n的输出是针对由延迟时间分割部14判定为比阈值τth短的延迟时间τ(hat)1、…、τ(hat)q的到达波的传送路径的频率特性，表示延迟时间的矩阵X的尺寸从M×K削减至M×q。
伪逆矩阵生成部16根据由延迟时间分割部14判定为比阈值τth短的延迟时间τ(hat)1、…、τ(hat)q，计算利用下述式(8)表示的矩阵。利用式(8)表示的X(hat)+被称作X(hat)’的伪逆矩阵。
【数学式8】
在式(8)中，X(hat)’是表示由延迟时间分割部14判定为比阈值τth短的延迟时间的估计值的矩阵，利用下述式(9)表示。
并且，上标“H”表示复共轭转置，上标“-1”表示逆矩阵。
【数学式9】
利用上述式(9)表示的矩阵是根据由延迟时间分割部14判定为比阈值τth短的延迟时间τ(hat)1、…、τ(hat)q生成的，使用式(9)的矩阵进行求出式(8)的伪逆矩阵的处理。
在式(8)中，作为逆矩阵运算对象的矩阵X(hat)’HX(hat)’的尺寸为q×q。与此相对，在使用式(3)的X进行同样计算的情况下，作为逆矩阵运算对象的矩阵的尺寸为K×K。这样，延迟波去除的结果是，可知矩阵的尺寸得到削减。
到达波分离部17-1、17-2与延迟波去除部15-1、15-2分别对应地设置，对分别对应的延迟波去除部的输出中包含的到达波的分量进行相互分离，提取直达波分量。具体而言，各到达波分离部17-n对对应的延迟波去除部15-n的输出z’n(式(5))乘以由伪逆矩阵生成部16生成的伪逆矩阵X(hat)+(式(8))，从相乘的结果中提取直达波分量。上述相乘利用下述式(10)表示。
【数学式10】
式(10)的y(hat)’n是式(7)的y’n的估计结果，是利用下述式(11)表示的列向量。
【数学式11】
即，进行式(10)的运算的结果是，得到表示由延迟时间分割部14判定为比阈值τth短的延迟时间的到达波分量(第1个～第q个到达波分量)的振幅和相位的复数。
根据式(5)～(11)，可知在延迟时间的估计结果与实际的延迟时间相等的情况下，y(hat)’n与y’n相等。
到达波分离部17-n还提取上述列向量y(hat)’n的开头的值a(hat)n，1，作为直达波分量进行输出。
到达角估计部18计算由到达波分离部17-1提取出的直达波分量a(hat)1，1与由到达波分离部17-2提取出的直达波分量a(hat)2，1之间的相位差，根据计算出的相位差，估计直达波的到达方向。直达波的到达方向被判断为发送机的方向。
如图6所示，当设天线元件间隔为d[m]，载波的波长为λ[m]，直达波的到达角为θ时，在天线元件间的传播路径差dp与到达角θ之间存在如下关系：
dp＝d×sinθ
在传播路径差dp与波长λ和接收电波的相位差之间存在如下关系：
因此，在到达角θ与相位差之间存在下述式(12)的关系。
【数学式12】
φ＝2π·(d/λ)·sinθ (12)
式(12)能够如式(13)那样改写。
【数学式13】
在式(13)中，可知天线元件间隔d和波长λ已知，因此，能够根据唯一决定θ。
为了进行上述处理，例如如图7所示，到达角估计部18具有相位差计算部80和到达角计算部81。
相位差计算部80计算直达波分量a(hat)1，1与直达波分量a(hat)2，1之间的相位差
如果直达波分量a(hat)1，1的偏角为Ψ1，直达波分量a(hat)2，1的偏角为Ψ2，则利用下述式(14)求出相位差
【数学式14】
φ＝ψ2-ψ1 (14)
到达角计算部81利用上述式(13)的关系，根据相位差计算到达角θ。
另外，本实施方式设天线元件的数量为2，但是，本发明还能够应用于天线元件的数量比2多的情况。该情况下，针对多个组合模式计算天线元件间的相位差，计算针对各个组合计算的到达角的平均值即可。
如上所述，在专利文献1的技术中，在存在延迟时间较短的延迟波的情况下，无法分离直达波和延迟波，直达波的到达角估计精度降低。与此相对，根据本实施方式，在通过超分辨率处理估计到达波的延迟时间后，对直达波和延迟波进行分离，由此，具有在存在延迟时间较短的延迟波的情况下也能够高精度地估计直达波的到达角这样的效果。
并且，在从传送路径估计结果中去除延迟时间较长的延迟波分量后，对到达波进行分离，由此，具有到达波分离时所需要的逆矩阵的计算所需要的计算量得到削减这样的效果。具体而言，在不去除延迟波分量的情况下，需要K3的相乘次数，与此相对，在去除延迟波的情况下，相乘次数成为q3。由于存在q＜K的关系，因此，可知逆矩阵运算所需要的计算量得到削减。并且，利用延迟波去除部15-n实施M点的FFT和IFFT的处理以去除延迟波，但是，FFT、IFFT中需要的相乘次数为M×log(M)次，不依赖于到达波的数量而为固定的计算量。即，可以说在到达波的数量较多的环境下，可得到进一步削减计算量的效果。
实施方式2
图8示出本发明的实施方式2的接收装置。图8所示的接收装置与图1的接收装置大致相同，但是，附加有阈值决定部31。
阈值决定部31根据由延迟时间估计部13估计出的延迟时间来决定阈值τth。
图8的延迟时间分割部14与图1的延迟时间分割部14大致相同，但是，以下内容不同。即，图1的延迟时间分割部14使用预定的阈值τth，与此相对，图8的延迟时间分割部14使用由阈值决定部31决定的阈值τth。
阈值决定部31例如设由延迟时间估计部13估计出的延迟时间的最小值与最大值的中间值为阈值τth。
取而代之，也可以设由延迟时间估计部13估计出的延迟时间的最小值与预定的值之和为阈值τth。
并且，还可以设由延迟时间估计部13估计出的延迟时间的最大值与最小值之差和预定的大于0且小于1的值之积与上述最小值之和为阈值τth。
阈值τth是比由延迟时间估计部13估计出的延迟时间的最小值长且比最大值短的值即可，在本实施方式中，其计算方法不限于上述方法。
这样，动态地决定对延迟时间进行分割时的阈值，由此，在延迟波的延迟时间随着时间而变化的环境下，也能够将延迟时间分割成比阈值τth短的时间和阈值τth以上的时间，因此，具有能够仅去除由传送路径估计部12-1、12-2估计出的到达波的一部分这样的效果。
实施方式3
图9示出本发明的实施方式3的接收装置。图9所示的接收装置与图1的接收装置大致相同，但是，附加有延迟时间数判定部32。
延迟时间数判定部32判定由延迟时间估计部13估计出的延迟时间的数量(相当于到达波的数量)K是否比预定的阈值Kth少，输出判定结果ER。
图9的延迟时间分割部14和延迟波去除部15-1、15-2分别与图1的延迟时间分割部14和延迟波去除部15-1、15-2大致相同，但是，以下内容不同。
图9的延迟时间分割部14根据延迟时间数判定部32中的判定结果ER，决定是否执行延迟时间分割的处理。
并且，图9的延迟波去除部15-1、15-2根据延迟时间数判定部32中的判定结果，决定是否执行延迟波去除的处理。
具体而言，延迟时间分割部14在通过延迟时间数判定部32中的判定结果示出延迟时间的数量K比阈值Kth少的情况下，不实施延迟时间分割的处理，而直接输出由延迟时间估计部13估计出的全部延迟时间τ1～τK。
其结果是，在伪逆矩阵生成部16中，根据全部延迟时间τ1～τK(即在式(9)中设为q＝K)，生成式(8)的伪逆矩阵X(hat)+。
并且，延迟波去除部15-1、15-2在通过从延迟时间数判定部32输出的判定结果示出延迟时间的数量K比阈值Kth少的情况下，不实施延迟波去除的处理，而直接输出传送路径估计部12-1、12-2的输出zn。
其结果是，与式(10)所示的情况同样，到达波分离部17-n对传送路径估计部12-n的输出zn乘以伪逆矩阵(式(8))，由此得到列向量(式(11))。即，使用zn作为式(10)的相乘中的zn’，作为式(11)的列向量y(hat)’n得到q＝K的列向量。在这种列向量y(hat)’n中包含有相当于全部延迟时间τ1～τK的分量。
在通过延迟时间数判定部32中的判定结果示出延迟时间的数量K为预定的数量Kth以上的情况下，延迟时间分割部14与实施方式1同样地进行延迟时间的分割，延迟波去除部15-1、15-2与实施方式1同样地进行延迟波的去除。
如上所述，延迟时间的数量相当于到达波的数量。在到达波的数量较少，基于延迟时间分割和延迟波去除的计算量削减效果较低的情况下，不实施延迟时间分割和延迟波去除，由此，具有能够削减处理量这样的效果。
以上，设实施方式3为针对实施方式1的变形进行了说明。针对实施方式2也能够施加同样的变形。
以上说明了本发明的接收装置，但是，由上述接收装置实施的接收方法也构成本发明的一部分。
下面，设与上述实施方式1～3分别对应的接收方法为实施方式4～6来进行说明。
实施方式4
实施方式4是与实施方式1对应的接收方法。
图10示出本实施方式中的处理步骤。
图10所示的接收方法包含无线接收步骤ST11、传送路径估计步骤ST12、延迟时间估计步骤ST13、延迟时间分割步骤ST14、延迟波去除步骤ST15、伪逆矩阵生成步骤ST16、到达波分离步骤ST17和到达角估计步骤ST18。
无线接收步骤ST11的处理与图1的无线接收部11-1和11-2进行的处理相同。传送路径估计步骤ST12的处理与图1的传送路径估计部12-1和12-2进行的处理相同。延迟时间估计步骤ST13的处理与图1的延迟时间估计部13进行的处理相同。延迟时间分割步骤ST14的处理与图1的延迟时间分割部14进行的处理相同。延迟波去除步骤ST15的处理与图1的延迟波去除部15-1和15-2进行的处理相同。伪逆矩阵生成步骤ST16的处理与图1的伪逆矩阵生成部16进行的处理相同。到达波分离步骤ST17的处理与图1的到达波分离部17-1和17-2进行的处理相同。到达角估计步骤ST18的处理与图1的到达角估计部18进行的处理相同。
在无线接收步骤ST11中，对由2根天线元件10-1、10-2接收电波而得到的第1模拟信号和第2模拟信号分别进行频率转换而将其转换成基带信号，进行AD转换，由此生成第1数字信号Sr1和第2数字信号Sr2。
在传送路径估计步骤ST12中，分别根据在无线接收步骤ST11中生成的第1数字信号Sr1和第2数字信号Sr2估计传送路径的频率特性，输出第1传送路径估计结果z1和第2传送路径估计结果z2。
传送路径的频率特性的估计方法依赖于在通信系统中采用的传送方式。本发明能够应用于任意的传送方式，但是，这里，作为例子，对采用在多个通信系统中采用的OFDM(Orthogonal Frequency Divison Multiplex：正交频分复用)传送方式的情况以及采用DSSS(Direct Sequence Spectrum Spread：直接序列扩频)传送方式的情况进行叙述。
首先，对采用OFDM传送方式的情况进行叙述。OFDM传送方式是将对正交的多个子载波进行复用而得到的符号作为传送单位的传送方式。在采用OFDM传送方式的多数通信系统中，为了在接收侧对传送路径失真进行补偿，在发送侧和接收侧使用一部分子载波作为已知的导频子载波。在本实施方式中，使用该导频子载波估计传送路径的频率特性。
图11示出采用OFDM传送方式的情况下实施的传送路径估计步骤ST12的一例中的处理步骤。
图11所示的传送路径估计步骤ST12包含FFT步骤ST20、导频提取步骤ST21、导频生成步骤ST22、除法步骤ST23和插值步骤ST24。
在FFT步骤ST20中，通过FFT(高速傅里叶变换)，按照每个符号，将在图10的无线接收步骤ST11中生成的数字信号Sr1、Sr2从时间轴转换成频率轴，由此输出各子载波。
在导频提取步骤ST21中，从在FFT步骤ST20中输出的子载波中提取导频载波。
与步骤ST20和ST21的处理并行地进行步骤ST22的处理。
在导频生成步骤ST22中，在接收侧生成已知的导频载波。
接着步骤ST21和步骤ST22进行步骤ST23的处理。
在除法步骤ST23中，使在导频提取步骤ST21中提取出的导频载波除以在导频生成步骤ST22中生成的导频载波，由此，输出作用于导频载波的传送路径的频率特性。
在插值步骤ST24中，在符号方向和子载波方向上对作用于导频载波的传送路径的频率特性进行插值，由此，得到全部子载波的传送路径的频率特性(传送路径估计结果)。
接着，对采用DSSS传送方式的情况进行叙述。DSSS传送方式是按照每个符号发送使用伪噪声序列进行扩散后的信号并在接收侧进行逆扩散的方式。
图12示出在采用DSSS传送方式的情况下实施的传送路径估计步骤ST12的一例中的处理步骤。
图12所示的传送路径估计步骤ST12包含伪噪声序列生成步骤ST25、逆扩散步骤ST26和FFT步骤ST27。
在伪噪声序列生成步骤ST25中，生成与在发送侧进行扩散时使用的伪噪声序列相同的伪噪声序列Ns。
在逆扩散步骤ST26中，以符号为单位计算在图10的无线接收步骤ST11中生成的数字信号Sr1、Sr2与伪噪声序列Ns的滑动相关。
在FFT步骤ST27中，通过FFT将逆扩散步骤ST26中的计算结果转换成频域，由此得到传送路径的频率特性(传送路径估计结果)。
在传送路径估计步骤ST12中计算出的第1传送路径估计结果z1和第2传送路径估计结果z2在式(1)中利用n＝1或2的值表示。
返回图10，在延迟时间估计步骤ST13中，根据第1传送路径估计结果z1和第2传送路径估计结果z2中的任意一方例如第1传送路径估计结果z1，估计由对应的天线接收到的电波中包含的1个或2个以上的到达波的延迟时间。
利用MUSIC处理、ESPRIT处理等超分辨率处理进行延迟时间的估计。这里，设到达波的数量为K，设各到达波的延迟时间为τ1、τ2、…、τK，设延迟时间的估计值为τ(hat)1、τ(hat)2、…、τ(hat)K。另外，设τ1<τ2<…<τK。
在延迟时间分割步骤ST14中，将延迟时间的估计结果τ(hat)1、τ(hat)2、…、τ(hat)K与预定的阈值τth进行比较，判定各估计值τ(hat)k是否比阈值τth短。然后，将估计值τ(hat)1、…、τ(hat)K分割成比阈值τth短的估计值τ(hat)1、…、τ(hat)q以及除此以外的估计值(阈值τth以上的估计值)τ(hat)q+1、…、τ(hat)K。这里，设阈值τth被确定成满足τ(hat)1<τth<τ(hat)K的关系。
在延迟波去除步骤ST15中，从传送路径估计步骤ST12中的传送路径的频率特性的估计结果中，分别去除与在延迟时间分割步骤ST14中判定为阈值τth以上的延迟时间τ(hat)q+1、…、τ(hat)K对应的延迟波分量，其结果是，输出由未被去除的到达波的分量构成的第1传送路径频率特性z’1和第2传送路径频率特性z’2。
图13示出延迟波去除步骤ST15的一例中的处理步骤。
图13所示的延迟波去除步骤ST15包含IFFT步骤ST50、延迟波分量去除步骤ST51和FFT步骤ST52。
在IFFT步骤ST50中，对式(1)所示的传送路径的频率特性的估计结果zn进行IFFT，计算例如图5的(a)所示的延迟分布。
在延迟波分量去除步骤ST51中，使在IFFT步骤ST50中计算出的延迟分布中如图5的(b)所示相当于延迟时间估计值τ(hat)q+1、…、τ(hat)K的分量为0。其结果是，生成不包含相当于τ(hat)q+1、…、τ(hat)K的分量且包含相当于τ(hat)1、…、τ(hat)q的分量的延迟分布(去除后的延迟分布)。
在FFT步骤ST52中，对延迟波分量去除步骤ST51的输出进行FFT，返回频域的信号。进行这种处理的结果是，得到不包含与τ(hat)q+1、…、τ(hat)K对应的到达波分量且包含与τ(hat)1、…、τ(hat)q对应的到达波分量的传送路径的频率特性。
另外，在上述延迟波分量去除步骤ST51中，也可以如图5的(c)所示，在图5(a)的延迟分布中，将τ(hat)q+1、…、τ(hat)K的范围的分量全部置换成0。
这里，对信号z1、z2(式(2)中n＝1或2的信号)进行延迟波去除步骤ST15的处理，作为处理结果，生成信号z’1、z’2(式(5)中n＝1或2的信号)。
对式(2)和式(5)进行比较可知，进行延迟波去除步骤ST15中的处理而生成的信号是针对在延迟时间分割步骤ST14中判定为比阈值τth短的延迟时间τ(hat)1、…、τ(hat)q的到达波的传送路径的频率特性，表示延迟时间的矩阵X的尺寸从M×K削减至M×q。
与延迟波去除步骤ST15的处理并行地进行伪逆矩阵生成步骤ST16的处理。
在伪逆矩阵生成步骤ST16中，根据在延迟时间分割步骤ST14中判定为比阈值τth短的延迟时间，计算利用上述式(8)表示的伪逆矩阵X(hat)+。
在式(8)中，作为逆矩阵运算对象的矩阵X(hat)’HX(hat)’的尺寸为q×q，可知通过延迟波去除步骤ST15，矩阵的尺寸得到削减。
接着延迟波去除步骤ST15和伪逆矩阵生成步骤ST16，进行到达波分离步骤ST17的处理。
在到达波分离步骤ST17中，对在延迟波去除步骤ST15中生成的第1传送路径频率特性z’1和第2传送路径频率特性z’2(式(5)中n＝1或2的特性)分别乘以在伪逆矩阵生成步骤ST16中生成的伪逆矩阵X(hat)+，由此，对第1传送路径频率特性z’1和第2传送路径频率特性z’2中包含的到达波的分量进行相互分离，提取第1直达波分量和第2直达波分量。
上述相乘利用上述式(10)表示。
相乘的结果是，得到列向量y(hat)’1和y(hat)’2(式(11)中设n为1或2的列向量)。
在到达波分离步骤ST17中，从如上所述计算出的列向量y(hat)’1、y(hat)’2中分别提取其开头的值a(hat)1,1、a(hat)2,1，作为第1直达波分量和第2直达波分量进行输出。
在到达角估计步骤ST18中，计算在到达波分离步骤ST17中提取出的第1直达波分量a(hat)1,1与第2直达波分量a(hat)2,1的相位差根据计算出的相位差估计直达波的到达方向。
例如如图14所示，到达角估计步骤ST18包含相位差计算步骤ST80和到达角计算步骤ST81。
在相位差计算步骤ST80中，计算直达波分量a(hat)1,1与直达波分量a(hat)2,1之间的相位差根据上述式(14)进行该计算。
在到达角计算步骤ST81中，利用上述式(13)的关系，根据相位差计算到达角θ。
实施方式4也可得到与实施方式1相同的效果。
实施方式5
实施方式5是与实施方式2对应的接收方法。
图15示出本发明的实施方式5的接收方法中的处理步骤。
图15所示的接收方法与图10的接收方法大致相同，但是，附加有阈值决定步骤ST31。
阈值决定步骤ST31的处理与图8的阈值决定部31进行的处理相同。
接着延迟时间估计步骤ST13的处理进行阈值决定步骤ST31的处理。
在阈值决定步骤ST31中，根据在延迟时间估计步骤ST13中估计出的延迟时间决定阈值τth。
图15的延迟时间分割步骤ST14与图10的延迟时间分割步骤ST14大致相同，但是，以下内容不同。
即，在图10的延迟时间分割步骤ST14中，使用预定的阈值τth，与此相对，在图15的延迟时间分割步骤ST14中，使用在阈值决定步骤ST31中决定的阈值τth。
在阈值决定步骤ST31中，例如设在延迟时间估计步骤ST13中估计出的延迟时间的最小值与最大值的中间值为阈值τth。
取而代之，也可以设在延迟时间估计步骤ST13中估计出的延迟时间的最小值与预定的值之和为阈值τth。
并且，还可以设在延迟时间估计步骤ST13中估计出的延迟时间的最大值与最小值之差和预定的大于0且小于1的值之积与上述最小值之和为阈值τth。
阈值τth是在延迟时间估计步骤ST13中估计出的延迟时间的最小值与最大值之间的值即可，在本实施方式中，其计算方法不限于上述方法。
这样，动态地决定对延迟时间进行分割时的阈值，由此，在延迟波的延迟时间随着时间而变化的环境下，也能够将延迟时间分割成比阈值τth短的时间和阈值τth以上的时间，因此，具有能够仅去除在传送路径估计步骤ST12的中估计出的到达波的一部分这样的效果。
实施方式6
实施方式6是与实施方式3对应的接收方法。
图16示出本发明的实施方式6的接收方法中的处理步骤。图16所示的接收方法与图10的接收方法大致相同，但是，附加有延迟时间数判定步骤ST32。
延迟时间数判定步骤ST32的处理与图9的延迟时间数判定部32进行的处理相同。
接着延迟时间估计步骤ST13进行延迟时间数判定步骤ST32。
在延迟时间数判定步骤ST32中，判定在延迟时间估计步骤ST13中估计出的延迟时间的数量(相当于到达波的数量)K是否比预定的阈值Kth少。
在延迟时间数判定步骤ST32中判定为在延迟时间估计步骤ST13中估计出的延迟时间的数量(相当于到达波的数量)K为阈值Kth以上时(步骤ST32为“否”的情况下)，接着进入步骤ST14。此后的处理与实施方式1中说明的处理相同。
在延迟时间数判定步骤ST32中判定为在延迟时间估计步骤ST13中估计出的延迟时间的数量(相当于到达波的数量)K比阈值Kth少时(步骤ST32为“是”的情况下)，接着进入步骤ST16。
其结果是，在伪逆矩阵生成步骤ST16中，根据在延迟时间估计步骤ST13中估计出的全部延迟时间τ1～τK(即式(9)中设为q＝K)，生成式(8)的伪逆矩阵X(hat)+。
在到达波分离步骤ST17中，如式(10)所示，对在传送路径估计步骤ST12中计算出的第1传送路径估计结果z1和第2传送路径估计结果z2(式(2)中n＝1或2的结果)乘以在伪逆矩阵生成步骤ST16中生成的伪逆矩阵(式(8))，由此得到列向量(式(11))。即，使用zn作为式(10)的相乘中的zn’，作为式(11)的列向量y(hat)’n，得到q＝K的列向量。在这种列向量y(hat)’n中包含有相当于全部延迟时间τ1～τK的分量。
如上所述，延迟时间的数量相当于到达波的数量。在到达波的数量较少，基于延迟时间分割和延迟波去除的计算量削减效果较低的情况下，不实施延迟时间分割和延迟波去除，由此，具有能够削减处理量这样的效果。
以上，设实施方式6为针对实施方式4的变形进行了说明。针对实施方式5也能够施加同样的变形。
并且，还能够对实施方式4～6施加与实施方式1～3中说明的变形相同的变形。
实施方式7
在以上的实施方式1、2、3中，图1、图8、图9所示的接收装置的各部分(作为功能块图示的部分)能够通过处理电路实现。处理电路可以是专用硬件，也可以是执行存储器中存储的程序的CPU。
例如，可以分别利用单独的处理电路实现图1、图8、图9的各部分的功能，也可以汇集多个部分的功能而利用一个处理电路实现。
在处理电路为CPU的情况下，接收装置的各部分的功能通过软件、固件或软件与固件的组合实现。软件或固件记述成程序，存储在存储器中。处理电路读出并执行存储器中存储的程序，由此实现各部的功能。即，接收装置在通过处理电路实现时，具有用于存储结果执行图1、图8或图9所示的各部分的功能的程序的存储器。并且，也可以说这些程序使计算机执行接收装置中实施的接收方法中的处理方法或其步骤。
另外，也可以是接收装置的各部分的功能中的一部分利用专用硬件实现，一部分利用软件或固件实现。
这样，处理电路能够通过硬件、软件、固件或它们的组合实现上述各功能。
在图17中，与天线元件10-1、10-2一起示出上述处理电路为CPU且利用包含一个CPU的计算机(标号100所示)实现接收装置的全部功能时的结构的一例。
图17所示的计算机100具有CPU101、存储器102、输入部103-1、103-2和输出部104，它们利用总线105连接。
在输入部103-1、103-2连接有天线元件10-1、10-2。
由天线元件10-1、10-2接收到的信号经由输入部103-1、103-2供给到CPU101。
CPU101按照存储器102中存储的程序进行动作，对经由输入部103-1、103-2输入的信号进行实施方式1、2或3的接收装置的各部的处理，从输出部104输出处理后得到的输出信号。
CPU101进行的处理的内容和步骤与在实施方式1、2、3中说明的内容和步骤相同。
叙述了使计算机执行实施方式1、2、3的接收装置中的各处理的情况，但是，与上述同样，还能够使计算机执行实施方式4、5、6的接收方法的各步骤的处理。
接收装置中实施的接收方法、使计算机执行接收装置的各部分的处理或接收方法中的各处理的程序以及记录有该程序的计算机能读取的记录介质也能够得到与对接收装置叙述的效果相同的效果。
标号说明
10-1、2：天线元件；11-1、11-2：无线接收部；12-1、12-2：传送路径估计部；13：延迟时间估计部；14：延迟时间分割部；15-1、15-2：延迟波去除部；17-1、17-2：到达波分离部；18：到达角估计部；20-n：FFT部；21-n：导频提取部；22-n：导频生成部；23-n：除法部；24-n：插值部；25-n：伪噪声序列生成部；26-n：逆扩散部；27-n：FFT部；31：阈值决定部；32：延迟时间数判定部；50-n：IFFT部；51-n：延迟时间分量去除部；52-n：FFT部；80：相位差计算部；81：到达角计算部；101：CPU；102：存储器；103-1、103-2：输入部；104：输出部；105：总线。

Claims (11)

1.一种接收装置，该接收装置接收发送机发出的电波，估计来自所述发送机的直达波的到达角，其中，所述接收装置具有：
第1～第N无线接收部，它们与构成阵列天线的第1～第N(N为2以上的整数)天线元件分别对应地设置，对分别利用所述第1～第N天线元件接收所述电波而得到的第1～第N模拟信号进行频率转换和AD转换，输出第1～第N数字信号；
第1～第N传送路径估计部，它们分别根据所述第1～第N数字信号估计传送路径的频率特性，输出第1～第N传送路径估计结果；
延迟时间估计部，其根据所述第1～第N传送路径估计结果中的一个传送路径估计结果，通过超分辨率处理估计所述电波中包含的1个或2个以上的到达波的延迟时间；
延迟时间分割部，其将由所述延迟时间估计部估计出的所述延迟时间与阈值进行比较，判定是否比所述阈值短；
第1～第N延迟波去除部，它们与所述第1～第N传送路径估计部分别对应地设置，从所述第1～第N传送路径估计结果中，去除与由所述延迟时间分割部判定为所述阈值以上的延迟时间对应的到达波的分量，输出针对由所述延迟时间分割部判定为比所述阈值短的延迟时间的到达波的第1～第N传送路径频率特性；
第1～第N到达波分离部，它们与所述第1～第N延迟波去除部分别对应地设置，分别对所述第1～第N传送路径频率特性中包含的到达波的分量进行相互分离，提取第1～第N直达波分量；以及
到达角估计部，其根据所述第1～第N直达波分量相互间的相位差估计所述直达波的到达角。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，
所述超分辨率处理是MUSIC处理和ESPRIT处理中的任意一方。
3.根据权利要求1或2所述的接收装置，其特征在于，
所述第1～第N延迟波去除部分别对从对应的所述传送路径估计部输出的所述传送路径估计结果进行傅里叶逆变换，生成延迟分布，
进行使在生成的延迟分布中与被判定为所述阈值以上的延迟时间对应的分量为0的处理，
对该处理的结果进行傅里叶变换，由此，生成针对被判定为比所述阈值短的延迟时间的到达波的传送路径频率特性。
4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的接收装置，其特征在于，
所述接收装置还具有伪逆矩阵生成部，该伪逆矩阵生成部使用由所述延迟时间分割部判定为比所述阈值短的延迟时间的估计值生成伪逆矩阵，
所述第1～第N到达波分离部分别对从对应的所述延迟波去除部输出的所述传送路径频率特性乘以所述伪逆矩阵，生成以表示被判定为比所述阈值短的延迟时间的到达波分量的振幅和相位的复数为元素的列向量，提取所述列向量的开头的值，作为所述直达波分量进行输出。
5.根据权利要求4所述的接收装置，其特征在于，
在用X(hat)’表示由被所述延迟时间分割部判定为比所述阈值短的延迟时间的估计值构成的矩阵时，所述伪逆矩阵用下式表示：
【数学式15】
(其中，上标“H”表示复共轭转置，上标“-1”表示逆矩阵)。
6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的接收装置，其特征在于，
所述接收装置还具有阈值决定部，该阈值决定部根据由所述延迟时间估计部估计出的延迟时间确定所述阈值，
所述延迟时间分割部将由所述阈值决定部决定的所述阈值用于与由所述延迟时间估计部估计出的延迟时间之间的比较。
7.根据权利要求6所述的接收装置，其特征在于，
所述阈值决定部将所述阈值决定为比由所述延迟时间估计部估计出的延迟时间的最小值长且比最大值短的值。
8.根据权利要求1～7中的任意一项所述的接收装置，其特征在于，
所述接收装置还具有延迟时间数判定部，该延迟时间数判定部判定由所述延迟时间估计部估计出的延迟时间的数量是否比预定的数量少，
在所述延迟时间数判定部判断为所述估计出的延迟时间的数量比所述预定的数量少时，所述延迟时间分割部不判定所述延迟时间是否比阈值短，所述第1～第N延迟波去除部各自不进行所述到达波的去除。
9.一种接收方法，接收发送机发出的电波，估计来自所述发送机的直达波的到达角，其中，所述接收方法包含以下步骤：
无线接收步骤，对利用构成阵列天线的第1～第N(N为2以上的整数)天线元件接收所述电波而得到的第1～第N模拟信号进行频率转换和AD转换，由此生成第1～第N数字信号；
传送路径估计步骤，根据所述第1～第N数字信号估计传送路径的频率特性，输出第1～第N传送路径估计结果；
延迟时间估计步骤，根据所述第1～第N传送路径估计结果中的一个传送路径估计结果，通过超分辨率处理估计所述电波中包含的1个或2个以上的到达波的延迟时间；
延迟时间分割步骤，将在所述延迟时间估计步骤中估计出的所述延迟时间与阈值进行比较，判定是否比所述阈值短；
延迟波去除步骤，从所述第1～第N传送路径估计结果中，去除与在所述延迟时间分割步骤中判定为所述阈值以上的延迟时间对应的到达波的分量，输出针对在所述延迟时间分割步骤中判定为比所述阈值短的延迟时间的到达波的第1～第N传送路径频率特性；
到达波分离步骤，对所述第1～第N传送路径频率特性中包含的到达波的分量进行相互分离，提取第1～第N直达波分量；以及
到达角估计步骤，根据所述第1～第N直达波分量相互间的相位差估计所述直达波的到达角。
10.一种程序，该程序用于使计算机执行权利要求9所述的接收方法的各处理。
11.一种计算机能读取的记录介质，该记录介质记录有权利要求10所述的程序。
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