CN108880253A - 一种自适应纹波增强方法 - Google Patents

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Abstract

一种自适应纹波增强方法，属于电源管理技术领域。用于在增强基于纹波控制的恒定导通时间模式的Buck变换器中的纹波增强模块产生纹波信号，首先确定纹波增强模块的等效采样电阻的多个参考值，再根据得到的等效采样电阻的多个参考值确定等效采样电阻的多个准确值，最后从等效采样电阻的多个准确值中选择使Buck变换器的品质因数Q小于1对应的等效采样电阻Ri的准确值中的最小值作为等效采样电阻的实际电阻值应用到纹波增强模块中。本发明能够根据不同应用条件自适应选择等效采样电阻Ri的合适值，得到合适的纹波增强信息，实现环路稳定性和瞬态响应的最优化。

Description

一种自适应纹波增强方法
技术领域
本发明属于电源管理技术领域，具体涉及一种自适应纹波增强方法，适用于基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器。
背景技术
基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器是将输出电压纹波直接作为脉冲宽度调制用于控制BUCK变换器，其因为实现电路简单、瞬态响应快、轻载效率高等特点在电源管理领域得到了广泛的应用。如图1所示是基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器的结构示意图，该Buck变换器将输出电压直接与基准进行比较，当输出电压低于基准电压后，打开上功率管。与其余传统Buck变换器相比，采用基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器的输出电压上的次谐波效应没有经过积分器过流，因此输出电容Co和其等效串联电阻ESR即RCO的纹波上的电压均被引入控制环路，若输出电容Co采用多层陶瓷电容(MLCC)，其等效串联电阻ESR偏小，电容纹波覆盖了电阻纹波，输出电压Vo与电感电流iL之间会产生明显的相移，从而使得环路发生次谐波震荡效应。对于这种情况，通常会采取纹波增强的方式提高该控制方式的稳定性，引入该方式后，系统的闭环增益可以写为：
上述公式中，s为拉普拉斯变换中的频率项，TON为导通时间，TSW为开关周期，Rco为输出电容Co的等效串联电阻值，Co为输出电容值；w1为电流环导致的谐振角频率，Q1为其品质因数；w2为输出电容Co与输出电容Co的等效串联电阻值Rco的次谐波效应导致双极点的谐振角频率，Q3为其品质因数；Ri为纹波增强电路的等效采样电阻，由于品质因数Q3决定的双极点通常对Buck环路的实际性能起着决定性的影响，因此品质因数Q3通常被认为是Buck环路的品质因数Q，后面说的Buck变换器的品质因数Q均特指Q3。此外，如果系统中的等效采样电阻Ri采用固定值来产生增强纹波，那么为了保证系统在宽应用范围稳定控制，该值需要取值较大，才能保证在低频大占空比下的品质因数Q的值不至于过大而导致系统不稳定，然而等效采样电阻Ri的固定值在其他应用条件会显得较小，Q值较小，此时双极点分裂，相当于vo/vc的传输函数中产生低频极点，从而降低系统的瞬态响应。
发明内容
针对上述传统基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器的等效采样电阻Ri由于采用固定值导致系统不稳定和瞬态响应速度满的不足之处，本发明提出了一种适用于基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器的纹波增强方法，能够根据不同应用条件自适应选择等效采样电阻Ri的合适值。
本发明的技术方案为：
一种自适应纹波增强方法，用于在基于纹波控制的恒定导通时间模式的Buck变换器中的纹波增强模块产生自适应的纹波信号，包括如下步骤：
a、确定所述纹波增强模块的等效采样电阻Ri的多个参考值，具体步骤为：
a1、建立一个x轴为所述Buck变换器的占空比，y轴为所述Buck变换器的开关周期，z轴为所述等效采样电阻Ri的三维坐标轴；
a2、在所述三维坐标轴中绘制所述Buck变换器在不同开关周期和不同占空比的应用条件下的品质因数Q＝0.7和Q＝1时对应的所述等效采样电阻Ri组成的两个斜面；
a3、在所述三维坐标轴中确定多个参考点，所述多个参考点的z轴坐标值作为所述等效采样电阻Ri的多个参考值，其中第一参考点为所述三维坐标轴中品质因数Q＝0.7对应的斜面的最低点，第i+1参考点为所述三维坐标轴中所有z轴坐标为第i参考点的z轴坐标值的点构成的平面与品质因数Q＝1对应的斜面相交形成的曲线上y轴坐标值最小的点，i为正整数；
b、根据步骤a得到的所述等效采样电阻Ri的多个参考值确定所述等效采样电阻Ri的多个准确值，所述等效采样电阻Ri的多个准确值构成等差数列，所述等效采样电阻Ri的准确值中的最小值小于所述等效采样电阻Ri的参考值中的最小值，所述等差数列的公差小于所述等效采样电阻Ri的相邻两个参考值的差值的最小值且能被所述等效采样电阻Ri的准确值的最小值整除；
c、根据所述Buck变换器的实际应用条件从步骤b得到的所述等效采样电阻Ri的多个准确值中选择一个作为所述等效采样电阻Ri的实际电阻值应用到所述纹波增强模块中，其中选择所述等效采样电阻Ri的实际电阻值的具体步骤为：根据实际应用条件的开关周期和占空比得到所述等效采样电阻Ri的每个准确值对应的所述Buck变换器的品质因数Q，选择所述Buck变换器的品质因数Q小于1对应的所述等效采样电阻Ri的准确值中的最小值作为所述等效采样电阻Ri的实际电阻值。
具体的，利用一个电流比较器实现所述步骤c中对于所述Buck变换器品质因数Q的判断，所述电流比较器的两股上拉电流分别与所述Buck变换器的开关周期和占空比成正比，其两股下拉电流分别与所述Buck变换器的输出电容的等效串联电阻和所述等效采样电阻Ri的准确值成正比，将所述等效采样电阻Ri的每个准确值带入所述电流比较器，当所述电流比较器的输出电压为高电平时表示此时的所述采样等效电阻Ri的准确值对应的所述Buck变换器品质因数Q大于1，当所述电流比较器的输出电压为低电平时表示此时的所述采样等效电阻Ri的准确值对应的所述Buck变换器品质因数Q小于1。
具体的，所述纹波增强模块包括第一PMOS管M3、第二PMOS管M4、第三PMOS管M7、第四PMOS管M8、第一NMOS管M5和第二NMOS管M6，
第一PMOS管M3和第二PMOS管M4的栅极分别作为所述纹波增强模块的第一差分输入端和第二差分输入端连接地信号和采样电压信号，其源极互连并连接控制电流；
第三PMOS管M7的栅漏短接并连接第一NMOS管M5的漏极作为所述纹波增强模块的第一差分输出端，其源极连接第四PMOS管M8的源极并连接电源电压VCC；
第四PMOS管M8的栅漏短接并连接第二NMOS管M6的漏极作为所述纹波增强模块的第二差分输出端；
第二NMOS管M6的栅极连接第一NMOS管M5的栅极并连接偏置电压Vb，其源极连接第一NMOS管M5的源极以及第一PMOS管M3和第二PMOS管M4的漏极并接地；
所述纹波增强模块的第一差分输出端和第二差分输出端的电压差作为所述纹波增强模块产生的纹波信号；
所述控制电流的电流值根据所述等效采样电阻Ri的实际电阻值确定。
具体的，所述控制电流的电流值由调整电路根据所述等效采样电阻Ri的实际电阻值进行调整，所述调整电路包括N个开关管、N个分别为所述N个开关管提供偏置电流的偏置电流源和多个开关，所述N个开关管和所述纹波增强模块中的第一PMOS管M3构成共源共栅电流镜结构，将所述等效采样电阻Ri的实际电阻值译码生成N位二进制信号用于控制所述调整电路中的开关，并通过所述调整电路中的开关控制接入共源共栅电流镜结构的所述调整电路的开关管个数来调整所述控制电流的电流值。
本发明的有益效果为：本发明提出的自适应纹波增强方法根据实际应用条件自适应选择合适的等效采样电阻值产生纹波信息，能够适用于全应用条件，实现Buck变换器的稳定性和瞬态响应的最优化。
附图说明
图1为基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器的控制环路示意图。
图2为本发明提出的一种纹波增强方法中选取等效采样电阻Ri的参考值的控制策略图。
图3为选取等效采样电阻Ri的准确值的控制策略图。
图4为实施例中采集Buck变换器的导通时间TON信息的电路图。
图5为实施例中采集Buck变换器的开关周期TSW信息的电路图。
图6为实施例中利用电流比较器实现对于Buck变换器的品质因数Q的判断以及后续控制逻辑电路示意图。
图7为实施例中包括调整控制电流和叠加温度补偿的纹波增强模块的一种电路实现结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例详细描述本发明的技术方案：
本发明提出的纹波增强方法适用于基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器，由于令Buck变换器的品质因数Q的值在0.7-1之间时既可以保证系统的稳定性，又可以保证系统的瞬态响应速度，所以本发明通过选取纹波增强电路的等效采样电阻Ri的一些离散值，使得芯片在不同应用条件(即不同占空比和频率)下能够选择各自对应的合适的等效采样电阻Ri的实际电阻值产生更优的纹波信息，使得RBCOT环路的Q值能够始终处于0.7到1的范围内，最大化RBCOT环路的性能。基于上述说明可以看出本发明需要根据RBCOT模式的Buck变换器的应用条件信息(即占空比和频率，通过导通时间和开关周期得到)选取合适的等效采样电阻Ri作为纹波增强信息，下面结合附图详细分析本发明的工作过程。
本发明首先确定纹波增强模块的等效采样电阻Ri的多个参考值，再根据这些参考值选取等效采样电阻Ri的多个准确值，图2和图3是本发明选取等效采样电阻Ri的准确值的控制策略图，根据RBCOT的环路特性表达式(1)(2)，可以推得不同应用条件下，不同Q值所对应的等效采样电阻Ri的关系如下式所示：
其中K为纹波增强模块的增益，D为Buck变换器的占空比，本实施例中Rdson为BUCK下管的漏源导通电阻，根据上述公式可以在三维图中绘制出不同应用条件下Q＝0.7和1所对应的等效采样电阻Ri组成的两个斜面，三维图的x轴为占空比D，y轴为周期TSW，z轴为等效采样电阻Ri，确定等效采样电阻Ri的参考值时应当选取最少数量的参考值，使得在芯片的全应用范围(占空比和频率)内能够满足Q值处于0.7-1的范围内的要求，从几何的角度来讲，就是在三维坐标轴中做最少的切面选择参考点，使参考点的z轴坐标值对应的等效采样电阻Ri的参考值能够覆盖全应用范围，其中Q值表达式为：
选取等效采样电阻Ri的参考值的具体方法为：
1、选择三维坐标轴中品质因数Q＝0.7对应的斜面的最低点作为第一参考点，第一参考地的z轴坐标值记为等效采样电阻Ri的第一参考值Ri_c1；
2、将三维坐标轴中所有z轴坐标为等效采样电阻Ri的第一参考值Ri_c1的点构成的平面与品质因数Q＝1对应的斜面相交，在交界面形成第一曲线；
3、、选择第一曲线上y坐标值最小的点记为第二参考点，第二参考点的z轴坐标值记为等效采样电阻Ri的第二参考值Ri_c2；
4、将三维坐标轴中所有z轴坐标为等效采样电阻Ri的第二参考值Ri_c2的点构成的平面与品质因数Q＝1对应的斜面相交，在交界面形成第二曲线；
5、选择第二曲线上y坐标值最小的点记为第三参考点，第三参考点的z轴坐标值记为等效采样电阻Ri的第三参考值Ri_c3；
6、根据上述方法依次得到等效采样电阻Ri的第四参考值Ri_c4、等效采样电阻Ri的第五参考值Ri_c5……，直到得到的等效采样电阻Ri的参考值在三维坐标轴中具有同样z轴坐标值构成的平面与品质因数Q＝1对应的斜面不再相交为止，此时找到的所有等效采样电阻Ri的参考值可以覆盖所有的应用范围。
如图2所示，按照上述算法，本实施例中选取的等效采样电阻Ri的参考值为5.36mΩ，7.0mΩ，9.22mΩ，12.07mΩ，15.79mΩ。
接下来以得到的等效采样电阻Ri的参考值作为参考，选取合适的等效采样电阻Ri的准确值，为了保证电路上的实现简单性和匹配性，等效采样电阻Ri的准确值应该设计为等差数列，且公差应该能被等效采样电阻Ri的准确值的最小值整除；等效采样电阻Ri的准确值数量应该尽可能少，要求能够覆盖整个应用范围。为了保证此时修改后的Ri仍能覆盖所有应用范围，本实施例中取等效采样电阻Ri的准确值的最小值Ri1小于等效采样电阻Ri的参考值的最小值5.36mΩ，公差小于等效采样电阻Ri的相邻两个参考值的差值的最小值1.64mΩ，折中考虑，如图3所示，本实施例中取等效采样电阻Ri的准确值分别为Ri1＝4.5mΩ，Ri2＝6mΩ，Ri3＝7.5mΩ，Ri4＝9mΩ，Ri5＝10.5mΩ，Ri6＝12mΩ，Ri7＝13.5mΩ。
由于应用条件包括频率和占空比，所以需要采集Buck变换器的开关周期TSW和导通时间TON的信息来确定Buck变换器所处的应用条件，如图4所示给出了一种采集导通时间Ton的电路实现结构，图4左侧是一个导通时间计时模块的产生电路，通过恒流源对电容C9充电，流过电容C9的电流为I1，当电容C9两端的电压达到V1后再将电容C9短接到地，完成一个开启时间脉冲的计时，因此，导通时间TON的表达式为：
导通时间TON的采集电路可以利用图4右侧所示的电流乘法器来实现，一股与基准电压Vref成比例的电流(即VREF/R，R为确定比例的电阻值，工程设计中可以根据实际情况选取)和一个与计时电容成比例的电流(即M23的漏极电流)通过由三极管构成的吉尔伯特单元相乘，之后再除以一股和输入电压Vin成正比的电流即I(Vin)，最终该电流乘法器输出的电流ITON就与导通时间TON成正比。
如图5所示给出了开关周期TSW信息的一种采集电路形式，在每个开关周期内，基准电流IB2对电容C7充电，当一个周期结束时，采样保持电路S/H对电容C7上的电压进行一次采样，得到的采样信号的输出电压与开关周期成正比，该电压经过电压缓冲器BUF传输和低通滤波器处理后得到一个更为稳定的电平VS，之后经过电压转电流结构V-I产生一股和开关周期TSW成正比的电流ITSW。本实施例中S/H trig表示采样保持电路S/H的采样触发信号，Clear信号表示电容C7的放电信号，两个信号均包含开关周期TSW信息，两者共同作用保证采样保持电路S/H产生一个幅度与开关周期TSW时长成正比的电压。
接下来要解决的问题是如何根据Buck变换器的实际应用条件从等效采样电阻Ri的多个准确值中选择其中最合适的一个作为等效采样电阻Ri的实际电阻值应用到纹波增强模块中，核心的选取思想为：从等效采样电阻Ri的准确值中选取使得Buck变换器的Q值小于1的最小值。
具体的做法是在上电和断续导通模式DCM时取最大斜坡补偿量，上电完成后取使得Q小于1的等效采样电阻Ri的准确值中的最小值。当等效采样电阻Ri的准确值中的某个值Rix使得Q值大于1时，可以得到：
如图3所示是一种应用条件下选取等效采样电阻Ri的实际电阻值的策略图：对于图3的应用点(周期为2.1us，占空比为0.18)，在图中容易看出，Ri1-Ri4的截面在该应用点处对应的Q值大于1，Ri5-Ri7对应的Q值小于1，由于Ri1-Ri7能够使得全应用范围内的Q值处于0.7-1之间，那么由图中的几何关系容易得知，选取使Q小于1的等效采样电阻Ri的准确值中最小值Ri5，该取值必然满足要求
本实施例中利用一个电流比较器实现对每个等效采样电阻Ri的准确值对应的Buck变换器品质因数Q的判断如图6的左侧电路所示，电流比较器的两股上拉电流分别与Buck变换器的开关周期和占空比成正比，其两股下拉电流分别与Buck变换器的输出电容的等效串联电阻和所述等效采样电阻Ri的准确值成正比，将等效采样电阻Ri的每个准确值带入电流比较器，当电流比较器的输出电压VRix为高电平时表示此时的采样等效电阻Ri的准确值对应的Buck变换器品质因数Q大于1。
图6右侧模块是对应的控制逻辑电路，8-3译码器根据不同的采样等效电阻Ri的准确值在电流比较器中得到的输出电压VRix产生对应的二进制编码，从而控制选择等效采样电阻Ri的准确值中最合适的值作为等效采样电阻Ri的实际电阻值。当系统处于软启动时候，8-3译码器输出111，此时无条件选择Ri7作为纹波增强量，当系统处于正常工作模式时，若VRi1-VRiy为1，VRi(y+1)-VRi6为0，则8-3译码器输出y，系统选择Ri(y+1)作为纹波增强模块的等效采样电阻Ri的实际电阻值。
随后逻辑模块按照表格中的规则将译码器的输出转化为控制信号将合适的等效采样电阻Ri的实际电阻值接入纹波增强模块，本实施例中的8-3译码器的输出对应的采样等效电阻Ri的准确值可由下表给出：
Y0 Y1 Y2 Rix
0 0 0 Ri1
0 0 1 Ri2
0 1 0 Ri3
0 1 1 Ri4
1 0 0 Ri5
1 0 1 Ri6
1 1 0 Ri7
1 1 1 Ri7
如图7所示给出了包括调整控制电流和叠加温度补偿的纹波增强模块的一种电路实现形式，本实施例中采用Buck变换器的下管的漏源导通电阻Rdson两端的电压作为纹波从电路上更容易实现，并且可以通过调节开关节点SW和地电压PGND两端电路的增益来调节纹波增强幅度。图7右侧是包括N个开关管、N个分别为所述N个开关管提供偏置电流的偏置电流源和多个开关的调整电路，左侧电路是一个纹波增强模块中的运放结构，调整电路和运放结构共同构成纹波增强模块，纹波增强模块的增益K可以写为：
实际的纹波增强模块中KRi＝KRdson，通过等比例地调节图7所示纹波增强模块的增益K，就可以实现等比例的调节Buck变换器的纹波增强增益，调整电路和运放结构中的第一PMOS管M3构成的折叠式共源共栅cascode电流镜可以实现等比例的调节Buck变换器的纹波增强增益。由于本实施例中等效采样电阻Ri的准确值分别为4.5m、6m、7.5m、9m、10.5m、12m、13.5m，则纹波增强模块的增益比应该为3:4:5:6:7:8:9。通过设置调整电路中各个晶体管和运放结构中的第一PMOS管M3的宽长比为3:4:5:6:7:8:9，根据MOS管跨导特性易知，差分对的跨导可以被调节为指定比例，从而实现离散的增益比。逻辑模块产生等效采样电阻Ri的实际电阻值对应的控制信号通过控制调整电路的开关控制对应的开关管接入电流镜的个数，从而产生合适的控制电流接入运放结构，改变运放结构的增益。
由于采用漏源导通采样存在一个明显的问题是漏源导通电阻Rdson会随着温度产生明显的漂移，且漏源导通电阻Rdson与温度T的关系可以写为：
Rdson＝A+KT (11)
其中A为常数，如果能够使增益K的温度特性与漏源导通电阻Rdson温度特性相互抵消，就可以实现得到相对稳定的等效采样电阻Ri值。本实施例中的纹波增强模块叠加了温度补偿功能，通过改变第三PMOS管M7和第四PMOS管M8的偏置电流来实现温度补偿，利用基准电路中的电流叠加关系可以产生一股温度特性为(A+KT)2的电流，此时系统整体的纹波增强量可以变成与温度无关的常数，实现了对漏源导通电阻Rdson的温度特性的补偿：
综上所述，本发明提出了一种适用于基于纹波控制的恒定导通时间模式(RBCOT)的Buck变换器的纹波增强方法，能够根据不同应用条件自适应选择等效采样电阻Ri的合适值，得到合适的纹波增强信息，摆脱了传统RBCOT的Buck变换器中纹波增强补偿方案所采用固定纹波增强增益的方式，来保证RBCOT的Buck变换器在所有占空比情况下的稳定工作。首先根据RBCOT的Buck变换器的应用范围，选取等效采样电阻Ri的多个参考值，根据等效采样电阻Ri的多个参考值确定等效采样电阻Ri的多个准确值，然后电路根据环路建模的Q值表达式和采样系统的实际应用条件，从等效采样电阻Ri的多个准确值中选取最佳的纹波增强量，实现环路稳定性和瞬态响应的最优化。
本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种自适应纹波增强方法，其特征在于，用于在基于纹波控制的恒定导通时间模式的Buck变换器中的纹波增强模块产生自适应的纹波信号，包括如下步骤：
a、确定所述纹波增强模块的等效采样电阻Ri的多个参考值，具体步骤为：
a1、建立一个x轴为所述Buck变换器的占空比，y轴为所述Buck变换器的开关周期，z轴为所述等效采样电阻Ri的三维坐标轴；
a2、在所述三维坐标轴中绘制所述Buck变换器在不同开关周期和不同占空比的应用条件下的品质因数Q＝0.7和Q＝1时对应的所述等效采样电阻Ri组成的两个斜面；
a3、在所述三维坐标轴中确定多个参考点，所述多个参考点的z轴坐标值作为所述等效采样电阻Ri的多个参考值，其中第一参考点为所述三维坐标轴中品质因数Q＝0.7对应的斜面的最低点，第i+1参考点为所述三维坐标轴中所有z轴坐标为第i参考点的z轴坐标值的点构成的平面与品质因数Q＝1对应的斜面相交形成的曲线上y轴坐标值最小的点，i为正整数；
b、根据步骤a得到的所述等效采样电阻Ri的多个参考值确定所述等效采样电阻Ri的多个准确值，所述等效采样电阻Ri的多个准确值构成等差数列，所述等效采样电阻Ri的准确值中的最小值小于所述等效采样电阻Ri的参考值中的最小值，所述等差数列的公差小于所述等效采样电阻Ri的相邻两个参考值的差值的最小值且能被所述等效采样电阻Ri的准确值的最小值整除；
c、根据所述Buck变换器的实际应用条件从步骤b得到的所述等效采样电阻Ri的多个准确值中选择一个作为所述等效采样电阻Ri的实际电阻值应用到所述纹波增强模块中，其中选择所述等效采样电阻Ri的实际电阻值的具体步骤为：根据实际应用条件的开关周期和占空比得到所述等效采样电阻Ri的每个准确值对应的所述Buck变换器的品质因数Q，选择所述Buck变换器的品质因数Q小于1对应的所述等效采样电阻Ri的准确值中的最小值作为所述等效采样电阻Ri的实际电阻值。
2.根据权利要求1所述的自适应纹波增强方法，其特征在于，利用一个电流比较器实现所述步骤c中对于所述Buck变换器品质因数Q的判断，所述电流比较器的两股上拉电流分别与所述Buck变换器的开关周期和占空比成正比，其两股下拉电流分别与所述Buck变换器的输出电容的等效串联电阻和所述等效采样电阻Ri的准确值成正比，将所述等效采样电阻Ri的每个准确值带入所述电流比较器，当所述电流比较器的输出电压为高电平时表示此时的所述采样等效电阻Ri的准确值对应的所述Buck变换器品质因数Q大于1，当所述电流比较器的输出电压为低电平时表示此时的所述采样等效电阻Ri的准确值对应的所述Buck变换器品质因数Q小于1。
3.根据权利要求1或2所述的自适应纹波增强方法，其特征在于，所述纹波增强模块包括第一PMOS管(M3)、第二PMOS管(M4)、第三PMOS管(M7)、第四PMOS管(M8)、第一NMOS管(M5)和第二NMOS管(M6)，
第一PMOS管(M3)和第二PMOS管(M4)的栅极分别作为所述纹波增强模块的第一差分输入端和第二差分输入端连接地信号和采样电压信号，其源极互连并连接控制电流；
第三PMOS管(M7)的栅漏短接并连接第一NMOS管(M5)的漏极作为所述纹波增强模块的第一差分输出端，其源极连接第四PMOS管(M8)的源极并连接电源电压(VCC)；
第四PMOS管(M8)的栅漏短接并连接第二NMOS管(M6)的漏极作为所述纹波增强模块的第二差分输出端；
第二NMOS管(M6)的栅极连接第一NMOS管(M5)的栅极并连接偏置电压(Vb)，其源极连接第一NMOS管(M5)的源极以及第一PMOS管(M3)和第二PMOS管(M4)的漏极并接地；
所述纹波增强模块的第一差分输出端和第二差分输出端的电压差作为所述纹波增强模块产生的纹波信号；
所述控制电流的电流值根据所述等效采样电阻Ri的实际电阻值确定。
4.根据权利要求3所述的自适应纹波增强方法，其特征在于，所述控制电流的电流值由调整电路根据所述等效采样电阻Ri的实际电阻值进行调整，所述调整电路包括N个开关管、N个分别为所述N个开关管提供偏置电流的偏置电流源和多个开关，所述N个开关管和所述纹波增强模块中的第一PMOS管(M3)构成共源共栅电流镜结构，将所述等效采样电阻Ri的实际电阻值译码生成N位二进制信号用于控制所述调整电路中的开关，并通过所述调整电路中的开关控制接入共源共栅电流镜结构的所述调整电路的开关管个数来调整所述控制电流的电流值。
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