CN108809134A - 应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路，显著拓宽了系统在高效率电能传输下的负载可变范围。提出的电路设计，通过在传统E类逆变器基础上，添加一个并联旁路电容使WPT系统在已知输入电压和工作频率情况下，仅通过调节逆变器旁路并联电容的大小即实现全负载软开关、高效率运行。仿真在输入电压30V，工作频率1MHz下，所提出的优化结构相较传统E类逆变器结构，逆变器在全负载范围内均可以实现软开关，且WPT系统整体效率为85%以上的负载范围，拓宽了约一倍。

Description

应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路

技术领域

本发明涉及一种电力逆变器，特别涉及一种应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路。

背景技术

随着社会现代化与电气化程度日益加深，电力能源的输送由于受到导线的束缚，灵活性越来越受到限制。有线输电方式因为存在着电弧、导体损耗等固有缺点，在浴室、矿井、油田等特殊场合，将会带来极大的安全隐患。无线电能传输由于其无线结构的特点，能够避免出现上述现象，又能够在设备的空间布置上具有更大的灵活性。磁耦合谐振式无线输电相较感应式、远场微波激光式兼顾了传输距离和传输效率两方面，因而成为专家学者研究的热点。在磁耦合谐振式无线输电中，为了增大传输的功率和效率，系统的工作频率一般调制为MHz，此时解决逆变器开关器件的电压应力和开关损耗问题就显得尤为突出。

目前国内外提高无线输电领域逆变器的设计主要存在以下问题：1、单独研究逆变器效率提高，并未考虑无线输电领域传输距离、互感带来的影响；2、采用传统桥式逆变电路，通过添加复杂的阻抗匹配系统与频率跟踪系统，增加了大量的不可控变量，在实际工作环境下难以完成理想逆变效果。

发明内容

本发明是针对国内外无线输电领域逆变器不能较好的完成高效逆变的问题，提出了一种应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路，采用简单拓扑设计拓宽了逆变器高效率工作情况下负载的可变范围。逆变器设计中不仅考虑到负载对效率的影响，并将无线输电中线圈的距离与互感带入到逆变器效率公式中，综合考虑设计逆变器。通过Simulink仿真模拟了提出的电路设计，结果验证了设计方案的可行性与实用性。

本发明的技术方案为：一种应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路，逆变器部分直流电源Vdc串联扼流电感Lf后，并联在功率开关管两端，且功率开关管两端并联电容Cs；谐振电容CO与谐振电感LO以串联方式连接在并联电容Cs与逆变器负载端之间；逆变器负载发射端并联扩载电容Cf；逆变器负载端传输线圈部分采用串联补偿方式，发射端与接收端分别串联补偿电容C1、C2；发射端与接收端采用结构、大小一样的线圈，因而逆变器负载发射端和接收端电感数值一样，并拥有同样的固有频率与等效电阻。

所述逆变器负载发射端等效为并联连接的电容C_p和电阻R_p，逆变器负载接收端等效为串联连接的电感C_sd和电阻R_sd，得到逆变器等效负载阻值最大时条件为：ωC_pR_p＝1，式中ω是工作角频率。

本发明的有益效果在于：本发明应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路，显著拓宽了系统在高效率电能传输下的负载可变范围。提出的电路设计，通过在传统E类逆变器基础上，添加一个并联旁路电容使WPT系统在已知输入电压和工作频率情况下，仅通过调节逆变器旁路并联电容的大小即实现全负载软开关、高效率运行。仿真在输入电压30V，工作频率1MHz下，所提出的优化结构相较传统E类逆变器结构，逆变器在全负载范围内均可以实现软开关，且WPT系统整体效率为85％以上的负载范围，拓宽了约一倍。

附图说明

图1本发明磁耦合无线输电电路模型图；

图2本发明E类逆变器等效电路图；

图3本发明传输线圈等效电路图；

图4本发明阻抗变换原理图；

图5本发明改进后电路拓扑图。

具体实施方式

1、如图1所示是磁耦合无线输电电路模型，逆变器部分直流电源Vdc串联扼流电感Lf；并联在功率开关管两端，且功率开关管并联电容Cs；谐振电容CO与谐振电感LO以串联方式连接在并联电容Cs与逆变器负载之间；逆变器负载端传输线圈部分采用串联补偿方式，C1、C2分别为发射端与接收端补偿电容，且发射端与接收端采用结构、大小一样的线圈L1、L2，因而电感数值一样，拥有同样的固有频率与等效电阻R1、R2。根据建立的电路图得到如图2所示E类逆变器等效电路图，定义逆变器等效负载为R_eq推导出效率公式：

开关管并联电容C_S为：

逆变器谐振网络等效电感L_X：

式中ω是工作角频率，R_eq是逆变器等效负载。已知等效负载R_eq时，逆变器效率η_in为

其中：

2、根据建立的电路图得到传输线圈部分的效率公式：

当系统工作角频率为ω，发射和接收线圈之间互感为M，逆变器输出端负载为R时，根据如图3所示传输线圈等效电路图，列KVL回路方程：

式中U_in是逆变器有效输出值，I₁是发射线圈回路电流，I₂是接收回路电流。

求解以上公式得到发射回路功率P_in和接收回路功率P_R：

得到传输线圈部分效率η_coil：

(公式中“Z_r”改为“Z_R”，与下一致)

式中δ定义为耦合因子(反映了实际工作中线圈之间的距离)，Z_s和Z_R分别为发射线圈和接收线圈的阻抗，δ＝(ωM)²、3、针对E类逆变器仅在其等效阻抗实部小于等于最佳负载时才工作在软开关这一特性，当E类逆变器被应用于无线输电中研究分析E类逆变器其等效阻抗与实际负载和线圈互感等参数的变化关系。传输线圈部分等效阻抗Z_eq：

当发射线圈L1和接收线圈L2同时自谐振，两线圈回路的反射电抗最小且此时都为纯电阻回路，即Z_R＝R₂+R、Z_S＝R₁，此时效率最高，上式改写为：

在磁耦合谐振式无线输电中，为保证发射线圈和接收线圈拥有同样的固有频率，L1和L2的参数设计一致，因而线圈在高频下的寄生电阻数值一样。

式中σ是传输线圈的电导率；N是传输线圈的匝数；a是传输线圈的导线半径；

r是传输线圈的半径；μ是真空磁导率。当线圈设计好后，式中参数除ω均已是定值，将δ＝(ωM)²代入并改写为：

通过联立步骤3)中各式，分析得到如下结论：实际负载R与逆变器等效负载R_eq之间并非一直呈现单一的反比关系，而是与耦合因数δ取值存在强耦合。当耦合因数δ一定时，随着实际负载的增大，E类逆变器的等效负载不断减小；并且耦合因数越小，实际负载变化对应E类逆变器等效负载变化越小，即等效负载对实际负载的敏感性降低。

4、如图4为本发明涉及阻抗变换原理图，将并联电容可以改变等效负载阻值的思想，应用到扩展E类逆变器软开关运行时负载的范围。基本原理如下示。

其中：C_p、R_p分别是并联电容和并联电阻，C_sd、R_sd分别是等效串联电感和串联电阻。将这种方法应用到基于E类逆变器的磁耦合谐振式无线输电中，电路结构如图5，在逆变器负载发射端并联扩载电容Cf；根据不等式原理，得到逆变器等效负载阻值最大时条件：ωC_pR_p＝1。根据E类逆变器工作特性，当E类逆变器等效负载阻值小于等于最佳负载阻值时，逆变器软开关运行，并且根据步骤3中的结论分析可得，此时只要设计一个较为合适的耦合因数，既可以实现全工作负载下均实现逆变器软开关运行。

5、所述步骤4)仿真实验验证具体参数设计如下：

在E类逆变器中开关管上的电压应力峰值V_s≈3V_dc考虑到实际开关管电压应力最小峰值约为100V，所以选用V_dc安全电压为30V，E类逆变器最佳等效负载阻值R_eq-opt选为25Ω。

Claims (2)

1.一种应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路，其特征在于，逆变器部分直流电源Vdc串联扼流电感Lf后，并联在功率开关管两端，且功率开关管两端并联电容Cs；谐振电容CO与谐振电感LO以串联方式连接在并联电容Cs与逆变器负载端之间；逆变器负载发射端并联扩载电容Cf；逆变器负载端传输线圈部分采用串联补偿方式，发射端与接收端分别串联补偿电容C1、C2；发射端与接收端采用结构、大小一样的线圈，因而逆变器负载发射端和接收端电感数值一样，并拥有同样的固有频率与等效电阻。

2.根据权利要求1所述应用于磁耦合谐振式无线输电的宽负载逆变器电路，其特征在于，所述逆变器负载发射端等效为并联连接的电容C_p和电阻R_p，逆变器负载接收端等效为串联连接的电感和电阻，得到逆变器等效负载阻值最大时条件为：ωC_pR_p＝1，式中ω是工作角频率。