CN108768489B - 基于fd-tpsr网络系统的中继节点部分干扰消除与目的节点接收信号检测方法 - Google Patents

基于fd-tpsr网络系统的中继节点部分干扰消除与目的节点接收信号检测方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于FD‑TPSR网络系统的中继节点部分干扰消除与目的节点接收信号检测方法，包括半双工源节点、第一全双工中继节点、第二全双工中继节点以及半双工目的节点；源节点与第一全双工中继节点、第二全双工中继节点分别无线连接；第一全双工中继节点、第二全双工中继节点之间无线连接，第一全双工中继节点、第二全双工中继节点分别与目的节点无线连接；源节点设置有信道编码模块、二进制相移键控调制模块；中继节点均设置有全双工通信模块、放大转发模块、信道状态信息获取模块、网络同步模块、正交传输模块；目的节点设置有信道状态信息获取模块、匹配滤波模块、并行干扰消除模块。

Description

基于FD-TPSR网络系统的中继节点部分干扰消除与目的节点 接收信号检测方法
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体地说是一种基于FD-TPSR网络系统的中继节点部分干扰消除与目的节点接收信号检测方法。
背景技术
中继网络是多个无线通信国际标准的备选实现方式之一，能有效扩展通信节点的覆盖范围并改善无线链路质量。但是，在传统的无线中继网络中，中继节点工作于半双工(Half-Duplex,HD)模式，在接收和转发源节点信号时需要使用正交时频资源，导致频谱效率损失。
基于Khojastepour等人导出的半双工中继网络的传输性能上界，业界设计了一种钻石中继(Diamond Relaying)网络结构，由源节点-目的节点对和两个半双工中继节点组成四边形拓扑，中继节点交替接收和广播源节点信号，以弥补半双工中继网络的传输速率损失。
双通路连续中继(Two-Path Successive Relaying,TPSR)网络以钻石中继网络结构为基础，由一个半双工源节点S、一个半双工目的节点D和两个半双工中继节点R1、R2构成。在信号传输过程中，两个中继节点R1、R2依次转发源节点信号，在奇数时隙，中继节点R1接收源节点S的发送信号，中继节点R2向目的节点D转发前一时隙接收的源节点信号；在偶数时隙，R1和R2交换发送和接收状态，中继节点R2接收源节点S的发送信号，中继节点R1向目的节点D转发前一时隙接收的源节点信号。如此往复，目的节点D能在每个时隙接收到一个时隙的转发信号，网络能全速率传输源节点信号，复用增益相比于传统的半双工中继网络提高了一倍。
虽然双通路连续中继网络具有频谱效率方面的显著优势，但是在信号传输过程中，处于接收状态的中继节点会监听到另一个处于发送状态的中继节点的信号，造成中继间干扰(Inter-Relay Interference,IRI)。IRI降低了中继节点处源节点信号的有效信干噪比，并将进一步导致目的节点的误码性能损失。IRI的抑制方法有两类：IRI避免和IRI消除。IRI避免以中继选择为基础，在两个中继节点中选择能够最大化端到端信干噪比的中继节点转发源节点信号，另一个中继节点静默，但需要全局信道状态信息(Channel StateInformation,CSI)，协作开销大，且能量效率低，相比而言，IRI消除更受关注。
对于采用放大转发(Amplify-and-Forward,AF)协议的TPSR网络，一般在目的节点进行IRI消除。目的节点通过协作控制信道获取全局CSI，并根据历史信息消除IRI，但在消除IRI的同时会降低有用信号的信干噪比，造成误码性能损失。而在采用译码转发(Decode-and-Forward,DF)协议的TPSR网络中，中继节点可以利用连续干扰消除(SuccessiveInterference Cancellation,SIC)首先解码干扰信号并将其从接收信号中剔除，从而将无干扰的信源信号转发至目的节点。该方法的主要缺点是中继节点的硬件开销和处理复杂度高，且IRI解码性能依赖于中继间信道质量，若中继间信道质量差，近似于平行中继网络，IRI解码差错会传播到目的节点。针对解调转发(Demodulate-and-Forward,DmF)协议的TPSR网络，Gong等人提出一种混合策略，根据中继间信道质量，中继节点在差分解调和直接解调模式之间动态切换，在每个时隙选择能使目的节点信干噪比最大的解调方式，能有效抑制IRI，但中继节点需要前向信道(中继节点-目的节点信道)的CSI，复杂度和能耗高。综上所述，IRI消除方法是TPSR网络亟待解决的关键问题之一。
传统的TPSR网络采用半双工模式，中继节点收发状态转换需要严格同步和高层协议支持，开销大、复杂度高，全双工(Full-Duplex,FD)模式能解决该问题。全双工中继节点能同时同频收发信号，频谱效率与TPSR网络相同，但全双工中继节点无需进行收发切换，其状态控制较半双工中继节点简单。全双工双通路连续中继(FD-TPSR)网络的主要问题有两方面：一是由于全双工中继节点自干扰消除局限，存在残留自干扰(Residual Self-Interference,RSI)。残留自干扰会导致中继节点和目的节点处的信干噪比下降、误码率升高。二是由于全双工中继节点的信道接入方式发生了根本性变化，原有针对半双工TPSR网络的IRI消除方法无法直接应用于FD-TPSR网络。
为了保证目的节点具有可接受的误码性能，双通路连续中继网络一般采用极大似然(Maximum Likelihood,ML)算法执行接收信号检测解码。ML算法是最小差错概率意义下的最优检测，在多符号联合检测中，ML检测等效于格空间中的最小二乘问题，该问题已被证明是NP难。因此，ML检测的实现复杂度为指数级，对硬件资源要求极高。为了降低接收信号检测的运算复杂度，先后提出了线性解码-干扰消除法、广度优先遍历法、格基规约法等，Liu等证明了采用最小均方误差-判决反馈均衡(MMSE-DFE)法的TPSR网络能取得满分集增益，为低复杂度检测器设计提供了新思路。虽然理论上MMSE-DFE法的误码率在高信噪比下能逼近ML检测的性能，但会受检测顺序影响，如果检测顺序不当，判决反馈均衡器在进行串行干扰消除时会造成差错传播，导致检测性能迅速恶化。此外，由于采用了逐符号判决反馈方式，目的节点必须在所有源节点信号接收完成后才能开始检测处理，导致处理时延增大，难以满足端到端时延要求。
发明内容
本发明提供了一种FD-TPSR网络系统及其中继节点部分干扰消除与目的节点接收信号检测方法，建立FD-TPSR网络系统，结构简单，消除部分中继间干扰时，中继节点无需获取全局信道状态信息，简化了传输协议设计，中继节点无需对中继间干扰信号和源节点发送信号解码，计算复杂度和硬件成本低。
本发明采用的具体技术方案如下：
一种FD-TPSR网络系统，其关键技术为：包括半双工源节点S、第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2以及半双工目的节点D；
所述半双工源节点S与所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2分别无线连接；所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2之间无线连接，所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2分别与所述半双工目的节点D无线连接；
所述半双工源节点S设置有信道编码模块、二进制相移键控调制模块；所述信道编码模块的编码方案或为卷积码；或为Turbo码；或为LDPC码；
所述第一全双工中继节点R1和所述第二全双工中继节点R2均设置有全双工通信模块、放大转发模块、信道状态信息获取模块、网络同步模块、正交传输模块；
所述全双工通信模块采用自干扰消除技术进行同时同频同天线收发信号；
所述放大转发模块用于放大和转发信号；
所述信道状态信息获取模块用于获取所述半双工源节点S、第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2两两之间的信道状态信息，并将信道状态信息发送至所述半双工目的节点D；
所述网络同步模块用于所述第一全双工中继节点R1和所述第二全双工中继节点R2保持时钟同步；
所述正交传输模块用于所述第一全双工中继节点R1和所述第二全双工中继节点R2转发信号；所述第一全双工中继节点R1与所述第二全双工中继节点R2以正交传输方式转发信号；
或者所述第一全双工中继节点R1采用同相载波转发信号；第二全双工中继节点R2采用正交载波转发信号；
或者所述第一全双工中继节点R1采用正交载波转发信号；第二全双工中继节点R2采用同相载波转发信号。
所述半双工目的节点D设置有信道状态信息获取模块、匹配滤波模块、并行干扰消除模块；
所述信道状态信息获取模块利用导频序列和信道估计算法获取中继节点到目的节点的CSI，在中继节点辅助下获取源节点到中继节点的CSI以及中继节点之间的CSI，从而获得全局CSI；
所述匹配滤波模块利用全局CSI生成匹配滤波加权矩阵；
所述并行干扰消除模块利用匹配滤波输出计算各时隙源节点发送信号的对数似然比(LLR)，并得到各时隙源节点发送信号的软输出，从而进行并行干扰消除。
半双工源节点S、第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2以及半双工目的节点D设置有单天线。
一种基于FD-TPSR网络系统的中继节点部分干扰消除方法，包括以下步骤：
A1：第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2以及半双工目的节点D获取信道状态信息；
A11：设计导频序列集合{p1,p2,p3}，满足：当i≠j时，cov(pi,pj)＝0；当i＝j时，cov(pi,pj)＝1，其中i,j＝1,2,3，cov(·,·)表示计算相关函数；
A12：在信道估计第1时隙，半双工源节点S发送导频序列p3，第一全双工中继节点R1发送导频序列p1，第二全双工中继节点R2发送导频序列p2；
半双工目的节点D利用接收到的导频序列p1和p2执行信道估计算法，获得第一全双工中继节点R1到半双工目的节点D的信道系数g1和第二全双工中继节点R2到半双工目的节点D的信道系数g2；
第一全双工中继节点R1利用接收到的导频序列p3执行信道估计算法，获得半双工源节点S到第一全双工中继节点R1的信道系数f1；
第二全双工中继节点R2利用接收到的导频序列p3执行信道估计算法，获得半双工源节点S到第二全双工中继节点R2的信道系数f2；
第一全双工中继节点R1利用接收到的导频序列p2或第二全双工中继节点R2利用接收到的导频序列p1执行信道估计算法，获得第一全双工中继节点R1和第二全双工中继节点R2之间的信道系数h；
A13：在信道估计第2时隙，第一全双工中继节点R1将信道系数f1和信道系数h发送至半双工目的节点D，第二全双工中继节点R2将信道系数f2发送至半双工目的节点D，半双工目的节点D获得的信道状态信息：信道系数f1、信道系数f2、信道系数g1、信道系数g2、信道系数h；
A2：半双工源节点S向第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2发送信号；第一全双工中继节点R1接收半双工源节点S的发送信号和第二全双工中继节点R2的转发信号；第二全双工中继节点R2接收半双工源节点S的发送信号和第一全双工中继节点R1的转发信号；
半双工源节点S对信息比特进行信道编码和二进制相移键控调制，得到长度为T的发送信号s＝[s(1),s(2),…,s(T)]；
在信号传输第t时隙，半双工源节点S向第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2发送信号s(t),t＝1,2,…,T，其中T为大于2的偶数；
第一全双工中继节点R1接收半双工源节点S的发送信号s(t)和第二全双工中继节点R2的转发信号x2(t)，第一全双工中继节点R1在第t时隙的接收信号为：yR1(t)＝f1s(t)+hx2(t)+c1(t)+n1(t)，其中，
x2(t)表示第二全双工中继节点R2在第t时隙的转发信号；
n1(t)表示第一全双工中继节点R1处的加性高斯白噪声，各时隙的加性高斯白噪声服从独立同分布，即
Figure GDA0002542744710000071
t＝1,…,T，
Figure GDA0002542744710000072
表示均值为e、方差为v的循环对称复高斯随机变量；
c1(t)表示第一全双工中继节点R1处的残留自干扰，各时隙的残留自干扰服从独立同分布，即
Figure GDA0002542744710000073
t＝2,…,T；β1为第一全双工中继节点R1的线性自干扰抑制度，0＜β1＜1；λ1为第一全双工中继节点R1的指数自干扰抑制度，0＜λ1＜1；P1为第一全双工中继节点R1的发射功率；
第二全双工中继节点R2接收半双工源节点S的发送信号s(t)和第一全双工中继节点R1的转发信号x1(t)，第二全双工中继节点R2在第t时隙的接收信号为：yR2(t)＝f2s(t)+hx1(t)+c2(t)+n2(t)，其中，
x1(t)表示中第一全双工中继节点R1在第t时隙的转发信号；
n2(t)表示第二全双工中继节点R2处的加性高斯白噪声，各时隙的加性高斯白噪声服从独立同分布，即
Figure GDA0002542744710000081
t＝1,…,T，
Figure GDA0002542744710000082
表示均值为e、方差为v的循环对称复高斯随机变量；
c2(t)表示为第二全双工中继节点R2处的残留自干扰，各时隙的残留自干扰服从独立同分布，即
Figure GDA0002542744710000083
t＝2,…,T；β2为第二全双工中继节点R2的线性自干扰抑制度，0＜β2＜1；λ2为第二全双工中继节点R2的指数自干扰抑制度，0＜λ2＜1；P2为第二全双工中继节点R2的发射功率；
A3：第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2对接收信号进行部分干扰消除和状态判断的步骤，具体的：
在第t时隙，第一全双工中继节点R1利用中继间信道系数h和在第t-2时隙的接收信号对第t-1时隙的接收信号执行干扰消除，并对干扰消除后的信号进行线性放大，然后以发射功率P1转发至第二全双工中继节点R2和半双工目的节点D，转发信号为：x1(t)＝b1[yR1(t-1)-(b1h)2yR1(t-2)]，其中，
yR1(m)为第一全双工中继节点R1在第m时隙的接收信号，b1为第一全双工中继节点R1的放大系数，
Figure GDA0002542744710000084
Figure GDA0002542744710000085
在第t时隙，第二全双工中继节点R2利用中继间信道系数h和在第t-2时隙的接收信号对第t-1时隙的接收信号执行干扰消除，并对干扰消除后的信号进行线性放大，然后以发射功率P2转发至第一全双工中继节点R1和半双工目的节点D，转发信号为：x2(t)＝b2[yR2(t-1)-(b2h)2yR2(t-1)]，其中，
yR2(m)为第二全双工中继节点R2在第m时隙的接收信号，b2为第二全双工中继节点R2的放大系数，
Figure GDA0002542744710000091
A4：分别对第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2在每个时隙结束后进行时隙判断，若t＝T+1时，信号传输过程结束，否则，t＝t+1，返回步骤A2。
通过上述部分干扰消除，在第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2处消除了部分中继间干扰，以提高端到端信干噪比，同时保留部分中继间干扰，在半双工目的节点D构成延迟转发编码结构，以提供空间分集增益。消除部分中继间干扰的计算复杂度低，存储资源占用少，实时性强，仅要求全双工中继节点获取网络中部分信道状态信息就能有效改善传输可靠性。
一种基于FD-TPSR网络系统的目的节点接收信号检测方法，包括以下步骤：
B1、半双工目的节点D接收第一全双工中继节点R1利用同相载波的转发信号x1(t)和第二全双工中继节点R2利用正交载波的转发信号x2(t)后归并为实信号，并将所有时隙的接收信号构成向量形式：y＝Hs+w，其中，
y＝[yD(2),yD(3),…,yD(T+1)]T表示半双工目的节点D的接收信号列向量；
s＝[s(1),s(2),…,s(T)]T表示半双工源节点S的发送信号向量；
w＝[w(2),w(3),…,w(T+1)]T表示半双工目的节点D的接收等效干扰和噪声；
Figure GDA0002542744710000092
B2、计算匹配滤波加权矩阵W：W＝(HTH)-1HT；
B3、利用加权矩阵W计算源节点发送信号的粗估计
Figure GDA0002542744710000093
其中，第t时隙的源节点发送信号粗估计为：
Figure GDA0002542744710000094
wt表示加权矩阵W的第t行向量；
B4、计算发送信号s(t)的对数似然比：
Figure GDA0002542744710000101
利用对数似然比计算发送信号s(t)的软输出：s′(t)＝tanh(η(t)/2)
B5、计算第t时隙源节点发送信号的精估计：
Figure GDA0002542744710000102
其中，ht表示H的第t列向量；
B6、若t＝T，接收信号检测过程结束，进入步骤B7执行发送信号解调解码，重构源节点发送信息比特；否则，t＝t+1，返回步骤B3；
B7、发送信号解调解码，半双工目的节点D重构源节点发送信息比特。
在FD-TPSR网络系统中，通过上述目的节点接收信号检测，在保障目的节点误码性能为可接受的前提上，降低了处理复杂度和硬件成本。
本发明的有益效果：通过建立新型FD-TPSR网络系统，第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2无需获取全局信道状态信息，简化了传输协议设计，中继节点无需对中继间干扰信号和源节点发送信号解码，计算复杂度和硬件成本低；中继节点对中继间干扰进行部分消除，降低了中继间干扰在目的节点接收信号中所占比例，提高了源节点发送信号在目的节点处的有效信干噪比；利用剩余中继间干扰构造延迟结构的空时编码，在目的节点可以获得分集增益，提高解码可靠性；目的节点采用匹配滤波检测，结构简单，基于软输出的并行干扰消除能同时处理所有时隙的接收信号，处理时延小，且具有与极大似然检测相近的误码性能。
附图说明
图1为新型全双工双通路连续中继(FD-TPSR)网络系统示意图；
图2为信息传输流程图；
图3为匹配滤波-并行软干扰消除检测结构框图；
图4为无中继间干扰消除、部分中继间干扰消除和完全中继间干扰消除方案的误码性能对比图；
图5为极大似然检测算法、最小均方误差检测算法、匹配滤波-并行软干扰消除检测算法的误码性能对比图；
图6为最大似然检测算法、最小均方误差检测算法、匹配滤波-并行软干扰消除检测算法的运算复杂度对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式以及工作原理作进一步详细说明。
从图1可看出，一种FD-TPSR网络系统，包括半双工源节点S、第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2以及半双工目的节点D；所述半双工源节点S与所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2分别无线连接；所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2之间无线连接，所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2分别与所述半双工目的节点D无线连接；
所述半双工源节点S设置有信道编码模块、二进制相移键控调制模块；所述信道编码模块的编码方案或为卷积码；或为Turbo码；或为LDPC码；
所述第一全双工中继节点R1和所述第二全双工中继节点R2均设置有全双工通信模块、放大转发模块、信道状态信息获取模块、网络同步模块、正交传输模块；
所述全双工通信模块采用自干扰消除技术，进行同时同频同天线收发信号；
所述放大转发模块用于放大和转发信号；
所述信道状态信息获取模块用于获取所述半双工源节点S、第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2两两之间的信道状态信息，并将信道状态信息发送至所述半双工目的节点D；
所述网络同步模块用于所述第一全双工中继节点R1和所述第二全双工中继节点R2保持时钟同步；
所述正交传输模块用于所述第一全双工中继节点R1和所述第二全双工中继节点R2转发信号；所述第一全双工中继节点R1与所述第二全双工中继节点R2以正交传输方式转发信号；
或者所述第一全双工中继节点R1采用同相载波转发信号；第二全双工中继节点R2采用正交载波转发信号；
或者所述第一全双工中继节点R1采用正交载波转发信号；第二全双工中继节点R2采用同相载波转发信号。
在本实施例中，所述第一全双工中继节点R1采用同相载波转发信号；第二全双工中继节点R2采用正交载波转发信号。
所述半双工目的节点D设置有信道状态信息获取模块、匹配滤波模块、并行干扰消除模块；
所述信道状态信息获取模块利用导频序列和信道估计算法获取中继节点到目的节点的CSI，在中继节点辅助下获取源节点到中继节点的CSI以及中继节点之间的CSI，从而获得全局CSI；
所述匹配滤波模块利用全局CSI生成匹配滤波加权矩阵；
所述并行干扰消除模块利用匹配滤波输出计算各时隙源节点发送信号的对数似然比(LLR)，并得到各时隙源节点发送信号的软输出，从而进行并行干扰消除。
从图1可以看出，在本实施例中，FD-TPSR网络系统由一个半双工源节点S、第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2和一个半双工目的节点D构成，所有节点配备单天线，记源节点S到第一全双工中继节点R1的信道系数为f1，源节点S到第二全双工中继节点R2的信道系数为f2，第一全双工中继节点R1和第二全双工中继节点R2之间的信道系数为h，第一全双工中继节点R1到目的节点D的信道系数为g1，第二全双工中继节点R2到目的节点D的信道系数为g2。
考虑准静态瑞利衰落信道，所有信道系数服从均值为0、方差为1的实高斯分布。
半双工源节点S与半双工目的节点D之间无直连链路，只能通过第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2辅助进行通信。假设经信道编码和二进制相移键控调制后的源节点发送信号长度T＝4bit。
需要说明的是，源节点发送信号长度可扩展至任意正整数，此处假设仅为说明本发明所述部分中继间干扰消除方法和MF-PSIC信号检测方法。
结合图1可以看出，一种基于FD-TPSR网络系统的中继节点部分干扰消除方法，包括以下步骤：
A1：第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2以及半双工目的节点D获取信道状态信息；
A11：设计导频序列集合{p1,p2,p3}，满足：当i≠j时，cov(pi,pj)＝0；当i＝j时，cov(pi,pj)＝1，其中i,j＝1,2,3，cov(·,·)表示计算相关函数；
A12：在信道估计第1时隙，半双工源节点S发送导频序列p3，第一全双工中继节点R1发送导频序列p1，第二全双工中继节点R2发送导频序列p2；
半双工目的节点D利用接收到的导频序列p1和p2执行信道估计算法，获得第一全双工中继节点R1到半双工目的节点D的信道系数g1和第二全双工中继节点R2到半双工目的节点D的信道系数g2；
第一全双工中继节点R1利用接收到的导频序列p3执行信道估计算法，获得半双工源节点S到第一全双工中继节点R1的信道系数f1；
第二全双工中继节点R2利用接收到的导频序列p3执行信道估计算法，获得半双工源节点S到第二全双工中继节点R2的信道系数f2；
第一全双工中继节点R1利用接收到的导频序列p2或第二全双工中继节点R2利用接收到的导频序列p1执行信道估计算法，获得第一全双工中继节点R1和第二全双工中继节点R2之间的信道系数h；
A13：在信道估计第2时隙，第一全双工中继节点R1将信道系数f1和信道系数h发送至半双工目的节点D，第二全双工中继节点R2将信道系数f2发送至半双工目的节点D。半双工源节点S无任何CSI，第一全双工中继节点R1具有部分CSI(f1和h)，第二全双工中继节点R2具有部分CSI(f2和h)，半双工目的节点D具有全局CSI(f1,f2,g1,g2,h)；
A2：半双工源节点S向第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2发送信号；第一全双工中继节点R1接收半双工源节点S的发送信号和第二全双工中继节点R2的转发信号；第二全双工中继节点R2接收半双工源节点S的发送信号和第一全双工中继节点R1的转发信号；
在本实施例中，半双工源节点S对信息比特进行信道编码和二进制相移键控调制后生成长度T＝4的发送信号s＝[s(1),s(2),s(3),s(4)]。
在第1、2时隙依次发送信号s(1),s(2)，中继节点接收，并从第2时隙开始放大转发前一时隙的接收信号：
在信号传输第1时隙，源节点S向中继节点R1和R2发送信号s(1)，第一全双工中继节点R1和第二全双工中继节点R2的接收信号分别为：
yR1(1)＝f1s(1)+n1(1)；
yR2(1)＝f2s(1)+n2(1)；
其中，n1(1)和n2(1)分别表示第一全双工中继节点R1处和第二全双工中继节点R2处第1时隙的加性高斯白噪声，即
Figure GDA0002542744710000154
i＝1,2，
Figure GDA0002542744710000155
表示均值为e、方差为v的循环对称复高斯随机变量。
在信号传输第2时隙，第一全双工中继节点R1和第二全双工中继节点R2分别对第1时隙的接收信号进行放大转发，其转发信号分别为：
x1(2)＝b1yR1(1)；
x2(2)＝b2yR2(1)；
其中，b1为第一全双工中继节点R1确定的放大系数，在整个时隙内保持恒定，
Figure GDA0002542744710000151
β1为第一全双工中继节点R1的线性自干扰抑制度，0＜β1＜1；λ1为第一全双工中继节点R1的指数自干扰抑制度，0＜λ1＜1；P1为第一全双工中继节点R1的发射功率；
b2为第二全双工中继节点R2确定的放大系数，
Figure GDA0002542744710000152
Figure GDA0002542744710000153
β2为第二全双工中继节点R2的线性自干扰抑制度，0＜β2＜1；λ2为第二全双工中继节点R2的指数自干扰抑制度，0＜λ2＜1；P2为第二全双工中继节点R2的发射功率。
半双工目的节点D的接收信号为：
Figure GDA0002542744710000166
其中，w(2)＝bi[g1n1(1)+g2n2(1)]+nD(2)表示半双工目的节点D在第2时隙的接收等效干扰和噪声，
Figure GDA0002542744710000165
第一全双工中继节点R1同时接收半双工源节点S在第2时隙的发送信号s(2)和第二全双工中继节点R2的转发信号x2(2)，表示为：
yR1(2)＝f1s(2)+bh[f2s(1)+n2(1)]+c1(2)+n1(2)。
第二全双工中继节点R2同时接收半双工源节点S在第2时隙的发送信号s(2)和第一全双工中继节点R1的转发信号x1(2)，表示为：
yR2(2)＝f2s(2)+bh[f1s(1)+n1(1)]+c2(2)+n2(2)；
其中，c1(2)和c2(2)分别为第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2在第2时隙的残留自干扰，服从独立同分布，即
Figure GDA0002542744710000161
i＝1,2；n1(2)和n2(2)分别为第一全双工中继节点R1处和第二全双工中继节点R2处第2时隙的加性高斯白噪声，即
Figure GDA0002542744710000162
i＝1,2。
在信号传输第3时隙，半双工源节点S发送信号s(3)，中继节点转发第2时隙的接收信号，消除第1时隙接收信号形成的干扰：
在信号传输第3时隙，第一全双工中继节点R1和第二全双工中继节点R2分别对第2时隙的接收信号进行放大转发，其转发信号分别为：
x1(3)＝b1yR1(2)；
x2(3)＝b2yR2(2)；
半双工目的节点D的接收信号为：
Figure GDA0002542744710000167
其中，
Figure GDA0002542744710000163
Figure GDA0002542744710000164
表示半双工目的节点D在第3时隙的接收等效干扰和噪声，其中：
Figure GDA0002542744710000171
Figure GDA0002542744710000172
第一全双工中继节点R1同时接收半双工源节点S在第3时隙的发送信号s(3)和第二全双工中继节点R2的转发信号x2(3)，表示为：
yR1(3)＝f1s(3)+bih[f2s(2)+bihyR1(1)+c2(2)+n2(2)]+c1(3)+n1(3)；
第二全双工中继节点R2同时接收半双工源节点S在第3时隙的发送信号s(3)和第一全双工中继节点R1的转发信号x1(3)，表示为：
yR2(3)＝f2s(3)+b2h[f1s(2)+b2hyR2(1)+c1(2)+n1(2)]+c2(3)+n2(3)；
第一全双工中继节点R1和第二全双工中继节点R2利用历史信号消除第1时隙接收信号对第3时隙接收信号造成的干扰：
Figure GDA0002542744710000175
其中，c1(3)和c2(3)分别为第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2在第3时隙的残留自干扰，服从独立同分布，即
Figure GDA0002542744710000173
i＝1,2；n1(3)和n2(3)分别为第一全双工中继节点R1处和第二全双工中继节点R2处第3时隙的加性高斯白噪声，即
Figure GDA0002542744710000174
i＝1,2。
在信号传输第4时隙，半双工源节点S发送信号s(4)，中继节点转发第3时隙消除了干扰后的接收信号，消除第2时隙接收信号形成的干扰：
在信号传输第4时隙，第一全双工中继节点R1和第二全双工R2分别对第3时隙消除了干扰的接收信号进行放大转发，其转发信号分别为：
x1(4)＝b1y′R1(3)；
x2(4)＝b2y′R2(3)；
半双工目的节点D的接收信号为：
yD(4)＝g1x1(4)+g2x2(4)+nD(4)
＝bi(g1f1+g2f2)s(3)+bi 2h(g1f2+g2f1)s(2)+w(4)
其中，
Figure GDA0002542744710000181
表示半双工目的节点D在第4时隙的接收等效干扰和噪声，其中，
Figure GDA0002542744710000182
Figure GDA0002542744710000183
第一全双工中继节点R1同时接收源节点S在第4时隙的发送信号s(4)和第二全双工中继节点R2的转发信号x2(4)，表示为：
yR1(4)＝f1s(4)+b1h[f2s(3)+b1hyR1(2)+c2(3)+n2(3)]+c1(4)+n1(4)；
第二全双工中继节点R2同时接收源节点S在第4时隙的发送信号s(4)和第一全双工中继节点R1的转发信号x1(4)，表示为：
yR2(4)＝f2s(4)+b2h[f1s(3)+b2hyR2(2)+c1(3)+n1(3)]+c2(4)+n2(4)；
中继节点R1和R2利用历史信号消除第2时隙接收信号对第4时隙接收信号造成的干扰：
Figure GDA0002542744710000186
其中，c1(4)和c2(4)分别为第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2在第4时隙的残留自干扰，服从独立同分布，即
Figure GDA0002542744710000184
i＝1,2；n1(4)和n2(4)分别为第一全双工中继节点R1处和第二全双工中继节点R2处第4时隙的加性高斯白噪声，即
Figure GDA0002542744710000185
i＝1,2。
在信号传输第5时隙，第一全双工中继节点R1和第二全双工R2分别对第4时隙消除了干扰的接收信号进行放大转发，其转发信号分别为：
x1(5)＝b1y′R1(4)；
x2(5)＝b2y′R2(4)；
目的节点D的接收信号为：
yD(5)＝g1x1(5)+g2x2(5)+nD(5)
＝bi(g1f1+g2f2)s(4)+bi 2h(g1f2+g2f1)s(3)+w(5)
其中，
Figure GDA0002542744710000191
表示半双工目的节点D在第5时隙的接收等效干扰和噪声，其中，
Figure GDA0002542744710000192
Figure GDA0002542744710000193
其中，c1(5)和c2(5)分别为第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2在第5时隙的残留自干扰，服从独立同分布，即
Figure GDA0002542744710000194
i＝1,2；n1(5)和n2(5)分别为第一全双工中继节点R1处和第二全双工中继节点R2处第5时隙的加性高斯白噪声，即
Figure GDA0002542744710000195
i＝1,2。
由图3可看出，一种FD-TPSR网络系统的目的节点接收信号检测方法，包括以下步骤：
B1、半双工目的节点D接收第一全双工中继节点R1利用同相载波的转发信号x1(t)和第二全双工中继节点R2利用正交载波的转发信号x2(t)后归并为实信号，并将所有时隙的接收信号构成向量形式：y＝Hs+w；
其中，y＝[yD(2),yD(3),…,yD(T+1)]T表示半双工目的节点D的接收信号列向量；
s＝[s(1),s(2),…,s(T)]T表示半双工源节点S的发送信号向量；
w＝[w(2),w(3),…,w(T+1)]T表示半双工目的节点D的接收等效干扰和噪声；
Figure GDA0002542744710000196
B2、计算匹配滤波加权矩阵W：W＝(HTH)-1HT
B3、利用加权矩阵W计算源节点发送信号的粗估计
Figure GDA0002542744710000201
其中，第t时隙的源节点发送信号粗估计为：
Figure GDA0002542744710000202
wt表示加权矩阵W的第t行向量；
B4、计算发送信号s(t)的对数似然比：
Figure GDA0002542744710000203
根据对数似然比计算发送信号s(t)的软输出：s′(t)＝tanh(η(t)/2)
B5、计算第t时隙源节点发送信号的精估计：
Figure GDA0002542744710000204
其中，ht表示H的第t列向量；
B6、若t＝4，接收信号检测过程结束，进入步骤B7执行发送信号解调解码，重构源节点发送信息比特；否则，t＝t+1，返回步骤B3；
B7、发送信号解调解码，半双工目的节点D重构源节点发送信息比特。
图4为无中继间干扰消除、部分中继间干扰消除和完全中继间干扰消除方案的误码性能对比图。由图可知，部分中继间干扰消除的误比特率最低。这是因为完全消除中继间干扰后，所述全双工双通路连续中继网络退化为两跳单全双工中继网络，不能获得分集增益，而无中继间干扰消除虽然保留了分集增益的获取能力，但由于放大转发协议固有的噪声和残留自干扰累积，导致端到端信干噪比较低，而本发明提出的部分中继间干扰消除方案兼顾了分集增益和累计干扰和噪声，误比特率最低。
图5为极大似然(ML)检测算法、最小均方误差(MMSE)检测算法、匹配滤波-并行软干扰消除(MF-PSIC)检测算法的误码性能对比图。显然，由于MMSE检测无法处理由信道记忆造成的符号间干扰，其误码率曲线斜率逐渐趋于平缓，表明线性接收机无法获取FD-TPSR网络提供的分集增益，而ML检测和本发明提供的MF-PSIC检测的性能接近，表明二者均能保证分集增益的可达性，且MF-PSIC检测算法相比于ML检测算法，仅有很少的性能损失。
图6为最大似然(ML)检测算法、最小均方误差(MMSE)检测算法、匹配滤波-并行软干扰消除(MF-PSIC)检测算法的计算复杂度对比图。ML检测算法的复杂度随发送信息符号数的增加快速升高。其原因在于，多符号联合ML检测问题在数学上等效为格空间内的最小二乘问题，该问题已经被证明为NP难，ML检测算法具有指数级复杂度。MMSE检测算法的复杂度为O(T2)，主要运算量体现在矩阵求逆上。相比而言，MF检测过程仅需进行矩阵相乘运算，且LLR计算可用查表法快速实现，复杂度最低。
通过上述方案，半双工源节点S对信息比特进行信道编码和BPSK调制后获得符号长度为T的发送信息符号，并广播发送至第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2，第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2接收信息符号。
中继节点R1(R2)在第t时隙利用中继节点之间的CSI和第t-2时隙的接收信号进行部分IRI消除，T+1≥t≥3，并将消除后的信号放大，分别利用同相和正交载波转发，目的节点D和另一中继节点R2(R1)接收。
半双工目的节点D采用匹配滤波器同时获得所有信息符号的粗估计值，并利用对数似然比计算各时隙信息符号的软输出，进一步采用并行干扰消除获得各时隙信息符号的精估计值。
半双工目的节点D对各时隙信息符号进行解调解码，重构半双工源节点S发送的信息比特。
应当指出的是，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改性、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种基于FD-TPSR网络系统的中继节点部分干扰消除方法，该FD-TPSR网络系统包括半双工源节点S、第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2和半双工目的节点D；所述半双工源节点S与所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2分别无线连接；所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2之间无线连接，所述第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2分别与所述半双工目的节点D无线连接；所述半双工源节点S配置有信道编码模块、二进制相移键控调制模块；所述第一全双工中继节点R1和所述第二全双工中继节点R2均配置有全双工通信模块、放大转发模块、信道状态信息获取模块、网络同步模块、正交传输模块；所述半双工目的节点D配置有信道状态信息获取模块、匹配滤波模块、并行干扰消除模块；
其特征在于：基于FD-TPSR网络系统的中继节点部分干扰消除步骤为：
A1：第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2以及半双工目的节点D获取信道状态信息；
A11：设计导频序列集合{p1,p2,p3}，满足：当i≠j时，cov(pi,pj)＝0；当i＝j时，cov(pi,pj)＝1，其中i,j＝1,2,3，cov(·,·)表示计算相关函数；
A12：在信道估计第1时隙，半双工源节点S发送导频序列p3，第一全双工中继节点R1发送导频序列p1，第二全双工中继节点R2发送导频序列p2；
半双工目的节点D利用接收到的导频序列p1和p2执行信道估计算法，获得第一全双工中继节点R1到半双工目的节点D的信道系数g1和第二全双工中继节点R2到半双工目的节点D的信道系数g2；
第一全双工中继节点R1利用接收到的导频序列p3执行信道估计算法，获得半双工源节点S到第一全双工中继节点R1的信道系数f1；
第二全双工中继节点R2利用接收到的导频序列p3执行信道估计算法，获得半双工源节点S到第二全双工中继节点R2的信道系数f2；
第一全双工中继节点R1利用接收到的导频序列p2或第二全双工中继节点R2利用接收到的导频序列p1执行信道估计算法，获得第一全双工中继节点R1和第二全双工中继节点R2之间的信道系数h；
A13：在信道估计第2时隙，第一全双工中继节点R1将信道系数f1和信道系数h发送至半双工目的节点D，第二全双工中继节点R2将信道系数f2发送至半双工目的节点D，半双工目的节点D获得的信道状态信息：信道系数f1、信道系数f2、信道系数g1、信道系数g2、信道系数h；
A2：半双工源节点S向第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2发送信号；第一全双工中继节点R1接收半双工源节点S的发送信号和第二全双工中继节点R2的转发信号；第二全双工中继节点R2接收半双工源节点S的发送信号和第一全双工中继节点R1的转发信号；
半双工源节点S对信息比特进行信道编码和二进制相移键控调制，得到长度为T的发送信号s＝[s(1),s(2),…,s(T)]；
在信号传输第t时隙，半双工源节点S向第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2发送信号s(t),t＝1,2,…,T，其中T为大于2的偶数；
第一全双工中继节点R1接收半双工源节点S的发送信号s(t)和第二全双工中继节点R2的转发信号x2(t)，第一全双工中继节点R1在第t时隙的接收信号为：yR1(t)＝f1s(t)+hx2(t)+c1(t)+n1(t)，其中，
x2(t)表示第二全双工中继节点R2在第t时隙的转发信号；
n1(t)表示第一全双工中继节点R1处的加性高斯白噪声，各时隙的加性高斯白噪声服从独立同分布，即
Figure FDA0002785616660000031
Figure FDA0002785616660000032
表示均值为e、方差为v的循环对称复高斯随机变量；
c1(t)表示第一全双工中继节点R1处的残留自干扰，各时隙的残留自干扰服从独立同分布，即
Figure FDA0002785616660000033
β1为第一全双工中继节点R1的线性自干扰抑制度，0＜β1＜1；λ1为第一全双工中继节点R1的指数自干扰抑制度，0＜λ1＜1；P1为第一全双工中继节点R1的发射功率；
第二全双工中继节点R2接收半双工源节点S的发送信号s(t)和第一全双工中继节点R1的转发信号x1(t)，第二全双工中继节点R2在第t时隙的接收信号为：yR2(t)＝f2s(t)+hx1(t)+c2(t)+n2(t)，其中，
x1(t)表示中第一全双工中继节点R1在第t时隙的转发信号；
n2(t)表示第二全双工中继节点R2处的加性高斯白噪声，各时隙的加性高斯白噪声服从独立同分布，即
Figure FDA0002785616660000034
Figure FDA0002785616660000035
表示均值为e、方差为v的循环对称复高斯随机变量；
c2(t)表示第二全双工中继节点R2处的残留自干扰，各时隙的残留自干扰服从独立同分布，即
Figure FDA0002785616660000036
β2为第二全双工中继节点R2的线性自干扰抑制度，0＜β2＜1；λ2为第二全双工中继节点R2的指数自干扰抑制度，0＜λ2＜1；P2为第二全双工中继节点R2的发射功率；
A3：第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2对接收信号进行部分干扰消除和时隙判断，具体的：
在第t时隙，第一全双工中继节点R1利用中继间信道系数h和在第t-2时隙的接收信号对第t-1时隙的接收信号执行干扰消除，并对干扰消除后的信号进行线性放大，然后以发射功率P1转发至第二全双工中继节点R2和半双工目的节点D，转发信号为：x1(t)＝b1[yR1(t-1)-(b1h)2yR1(t-2)]，其中，
yR1(m)为第一全双工中继节点R1在第m时隙的接收信号，b1为第一全双工中继节点R1的放大系数，
Figure FDA0002785616660000041
在第t时隙，第二全双工中继节点R2利用中继间信道系数h和在第t-2时隙的接收信号对第t-1时隙的接收信号执行干扰消除，并对干扰消除后的信号进行线性放大，然后以发射功率P2转发至第一全双工中继节点R1和半双工目的节点D，转发信号为：x2(t)＝b2[yR2(t-1)-(b2h)2yR2(t-1)]，其中，
yR2(m)为第二全双工中继节点R2在第m时隙的接收信号，b2为第二全双工中继节点R2的放大系数，
Figure FDA0002785616660000042
A4：分别对第一全双工中继节点R1、第二全双工中继节点R2在每个时隙结束后进行时隙判断，若t＝T+1时，信号传输过程结束，否则，t＝t+1，返回步骤A2。
2.根据权利要求1所述的中继节点部分干扰消除方法，其特征在于所述信道编码模块的编码方案或为卷积码；或为Turbo码；或为LDPC码。
3.根据权利要求1所述的中继节点部分干扰消除方法，其特征在于：所述信道状态信息获取模块利用导频序列和信道估计算法获取信道状态信息。
4.根据权利要求1所述的中继节点部分干扰消除方法，其特征在于：所述第一全双工中继节点R1与所述第二全双工中继节点R2以正交传输方式转发信号；
或者所述第一全双工中继节点R1采用同相载波转发信号；第二全双工中继节点R2采用正交载波转发信号；
或者所述第一全双工中继节点R1采用正交载波转发信号；第二全双工中继节点R2采用同相载波转发信号。
5.一种基于FD-TPSR网络系统目的节点接收信号检测方法，其特征在于包括权利要求1-4任意一项所述的中继节点部分干扰消除方法，其目的节点接收信号检测步骤为：
B1、半双工目的节点D接收第一全双工中继节点R1利用同相载波的转发信号x1(t)和第二全双工中继节点R2利用正交载波的转发信号x2(t)后归并为实信号，并将所有时隙的接收信号构成向量形式：y＝Hs+w，其中，
y＝[yD(2),yD(3),…,yD(T+1)]T表示半双工目的节点D的接收信号列向量；
s＝[s(1),s(2),…,s(T)]T表示半双工源节点S的发送信号向量；
w＝[w(2),w(3),…,w(T+1)]T表示半双工目的节点D的接收等效干扰和噪声；
Figure FDA0002785616660000051
B2、计算匹配滤波加权矩阵W：W＝(HTH)-1HT；
B3、利用加权矩阵W计算源节点发送信号的粗估计
Figure FDA0002785616660000052
Figure FDA0002785616660000053
其中，第t时隙源节点发送信号的粗估计为：
Figure FDA0002785616660000054
wt表示加权矩阵W的第t行向量；
B4、计算发送信号s(t)的对数似然比：
Figure FDA0002785616660000055
利用对数似然比计算发送信号s(t)的软输出：s′(t)＝tanh(η(t)/2)；
B5、计算第t时隙源节点发送信号的精估计：
Figure FDA0002785616660000056
其中，ht表示H的第t列向量；
B6、若t＝T，接收信号检测过程结束，进入步骤B7执行发送信号解调解码，重构源节点发送信息比特；否则，t＝t+1，返回步骤B3；
B7、发送信号解调解码，重构半双工目的节点D信息比特。
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