CN108701902B - 用于感测与车辆相关的物体的窄带漏波天线 - Google Patents

Abstract

一种周期型漏波天线，其例如形成在印刷电路板上，使用填充的圆形结构的单元。漏波天线可以以串联馈电贴片配置形成。为了获得关于高频敏感波束的高质量因子，可以使用圆形贴片结构，从而提供最佳的面积与周长比。基于腔模型的设计考虑产生相对于几何形状比成比例的Q因子表达式。天线设计考虑了诸如宽边和圆极化劣化之类的效应以及输入反射系数。调谐延迟环长度产生简单的优化标准，以便实现Q平衡、圆极化以及匹配配置。

Description

用于感测与车辆相关的物体的窄带漏波天线

技术领域

本发明一般涉及感测车辆内部或外部物体的技术领域，并且更具体地涉及利用用于与车辆相关的雷达感测的大波束扫描的窄带漏波天线。

背景技术

已知提供了一种车辆内(例如对人)的非接触式感测，例如用于占用检测(OD)、占用分类(OC)或安全带提醒器(SBR)功能。与其它占用检测和分类方法相比，雷达技术具有一些优势。这是一种可以容易集成在塑料外壳和纺织品后面的非接触式和隐形测量系统。雷达系统可以例如使用微波来测量微米范围内的最小的运动。

雷达系统使用具有依赖于频率的辐射方向的天线(例如，一种漏波天线或超材料天线)，因此天线可以感测到不同的方向。通过观察纯CW信号中的运动，可以确定最大运动角度。通过使用先进的自动校准方法，可以对运动进行提取和分类。这允许区分任意运动的物体(由于驾驶情况)和存在固有胸部呼吸运动的人/动物。通过扫描人/动物的表面并解释反射的运动信号，可以估计人的大小，这允许进行分类。

在以下文献中讨论了漏波天线，例如：

(a)Klaus Solbach Simon Otto,Andreas Rennings and Christophe Caloz.Transmission Line Modeling and Asymptotic Formulas for Periodic Leaky-WaveAntennas Scanning Through Broadside(用于通过宽边周期性漏波天线扫描的传输线建模与渐近方程).IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION(IEEE天线和传播会报)；

(b)Fabrizio Frezza Simone Paulotto,Paolo Baccarelli and DavidR.Jackson. Full-Wave Modal Dispersion Analysis and Broadside Optimization fora Class of Microstrip CRLH Leaky-Wave Antennas(对一类微带CRLH漏波天线的全波模态色散分析和宽边优化).IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECH-NIQUES(IEEE微波理论与技术会报),2008年；

(c)Fabrizio Frezza Simone Paulotto,Paolo Baccarelli and DavidR.Jackson.A Novel Technique for Open-Stopband Suppression in 1-D PeriodicPrinted Leaky-Wave Antennas(一种用于一维周期性印刷漏波天线中开放阻带抑制的新颖技术).IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION(IEEE天线和传播会报),2009年；

(d)Zhichao Chen Andreas Rennings Klaus Solbach Simon Otto,Amar Al-Bassam and Christophe Caloz.Q-Balancing in Periodic Leaky-Wave Antennas tomitigate Broadside Radiation Issues(用于缓解宽边辐射问题的周期性漏波天线中的Q平衡).Department(部门)HFT ATE,University of Duisburg-Essen(杜伊斯堡-埃森大学),Bismarckstr.81,47057Duisburg(杜伊斯堡),Germany(德国)Ecole Polytechniquede Montreal(蒙特利尔大学工学院),2500,ch.de Polytechnique,H3T 1J4,Montreal(蒙特利尔)， Quebec(魁北克)，Canada(加拿大)；

(e)T.Liebig C.Caloz K.Solbach S.Otto,A.Rennings.An Energy-BasedCircuit Parameter Extraction Method for CRLH Leaky Wave Antennas(一种用于CRLH漏波天线的基于能量的电路参数提取方法).Hochfrequenztechnik (高频电路，HFT)andAllgemeine und Theoretische Elektrotechnik(奥格曼与电气工程理论，ATE)University of Duisburg-Essen(杜伊斯堡-埃森大学), Ecole Polytechnique deMontrea(蒙特利尔大学工学院)l,ch.de Polytechnique, H3T 1J4,Quebec(魁北克)，Canada(加拿大)；以及

(f)Amar Al-Bassam Andreas Rennings Klaus Solbach Simon Otto,ZhichaoChen and Christophe Caloz.Circular Polarization of Periodic Leaky-WaveAntennas With Axial Asymmetry:Theoretical Proof and ExperimentalDemonstration(具有轴向不对称性的周期性漏波天线的圆极化：理论证明与实验论证).IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION(IEEE天线和传播会报)。

JUHUA LIU ET AL:"Design and Analysis of a Low-Profile and BroadbandMicrostrip Monopolar Patch Antenna(低剖面和宽带微带单极贴片天线的设计和分析)",IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION(IEEE天线和传播会报),IEEESERVICE CENTER(IEEE 服务中心),PISCATAWAY,NJ,US，第61卷，第1号，2013年1月1日(2013-01-01),第11-18页，XP011484563,ISSN:0018-926X公开了一种具有宽带宽和单极状辐射方向图的微带单极贴片天线。这种天线构造成半径为R 的圆形贴片(圆盘形)天线。天线与位于半径a处的一组(例如19个)导电通孔同心地短路，连接圆形贴片的相对表面。在示例中，R＝28mm， a＝31.44mm并且通孔的半径为0.5mm。天线可以作为利用两种模式(TM01和TM02模式)的宽带单极贴片天线来工作。

US3987455A公开了一种微带天线，其具有一个或多个谐振偶极子辐射器元件阵列。辐射器元件的E坐标尺寸约为

在实施例中，辐射器元件具有填充的椭圆形状。桥元件直接且导电地接合相邻的辐射器元件对，以提供能量分布和所需的相位关系，并且桥元件可形成曲折图案。两个电容标签附接到中央辐射器元件，并且天线由不平衡的同轴传输线来馈电，该同轴传输线的中心导体与中心辐射器元件上的端子接触，使得能够驱动同相的中央辐射器元件两侧上的辐射器元件，同时利用元件作为相位反转元件和辐射器元件。在实施例中，椭圆形辐射器元件每个的E坐标尺寸为1.52cm，H坐标尺寸为2.03cm并且位于2.54cm的中心。

问题在于，目前已知的漏波天线系统是通过Q平衡方法和非对称方案设计的，以便实现圆极化。如果有的话，则频率敏感波束同时小波束很少被满足。问题在于，常见的优化方法仅采用Q平衡条件而非所有必要的参数，例如互耦、输入反射系数、轴比以及开放阻带抑制。

发明内容

本发明的目的是解决上述问题并提供一种改进的天线。

为了在频率上达到高传播常数偏移，所采用的贴片的Q因子需要尽可能高。因此，当圆周和面积之间的比对于圆是最佳的时，圆形贴片或单元可以用作辐射元件。E01模式可用于辐射。这种模式通过馈电网络被激发。贴片天线本身可以用于旋转场并且对下一单位单元(unit cell)进行相移。

根据本发明的一个方面，提供了一种天线元件，其包括填充的圆形几何形状的贴片，适于在使用中被驱动时以E01模式操作；以及被配置用于模式旋转的延迟环,其中，所述贴片被配置为在所述贴片的周边上的第一点处耦合到馈电线，并且所述延迟环在所述贴片的所述周边上的多个点处附接到所述贴片的与包含所述第一点的一侧基本上相对的一侧。

天线元件还可以包括适于使用模式旋转条件实现匹配网络的短截线 (stub)配置，其中，所述贴片在贴片的周边上的第一点处耦合到馈电线，使得馈电线延伸切向贴片。

延迟环可以适于实现Q平衡、互耦合补偿和/或在延迟环长度内调谐反射系数以及接近1的轴比。

优选地，天线元件被配置为在贴片的周边上的第一点处耦合到馈电线，并且延迟环在贴片的周边上的点处附接到与包含第一点的一侧基本上相对的贴片的一侧。优选地，y方向由连接贴片中心与所述第一点的线定义或与该线平行，并且穿过所述中心并垂直于贴片平面的线定义x方向；并且其中延迟环在x-y平面中是对称的。优选地，z方向定义为穿过所述中心并垂直于x-y平面。

天线元件可以是允许z方向上的第一空间模式辐射的形式。

天线元件还可以包括无源空间模式滤波器。在一个实施例中，无源空间模式滤波器包括具有集成的延迟线的延迟环。在一个实施例中，无源空间模式滤波器包括上半圆和下半圆，其中相应的延迟线耦合上半圆和下半圆的每对相对端。优选地，下半圆的中心与贴片的中心之间的间距d由下式给出：

其中r₀是上半圆和/或下半圆和/或贴片的半径。

在一个实施例中，无源空间模式滤波器包括滤波器环，滤波器环附接在贴片的与贴片到馈电线的连接的所述点相对的一侧上的多点处。

在一个实施例中，单位贴片的参数由下表2.1的右栏给出。

根据本发明的另一方面，提供了一种漏波天线，包括多个如上所述的天线元件。

天线元件可以以线性阵列彼此连接，以便形成串联馈电贴片天线。

所述漏波天线为周期性漏波天线。

天线元件优选地连接到馈电线。

优选地，每个所述天线元件内的相移是2πn，其中n为整数。

在一个实施例中，漏波天线的参数由下面表2.2的右栏给出。

漏波天线可以使用微带技术在印刷电路板(PCB)上制造。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于感测机动车辆内的占用状态的雷达传感器系统，该系统包括：

-天线系统，用于利用连续波信号照射车辆内的至少一个可占用位置，连续波信号在时间上被调频，天线系统包括如上所述的漏波天线；

-至少一个传感器，用于接收由于信号而反射的至少一个传感器信号，

-处理电路，耦合到至少一个传感器，处理电路可操作用于将占用检测算法应用于至少一个传感器信号以生成修改的信号；并且基于修改的信号，生成一个或多个占用状态信号，占用状态信号指示与所述至少一个可占用位置相关的属性。

天线系统可以适于利用24GHz ISM频带中-5°至5°和/或-45°至45°的可操控波束的可操控波束进行照射。

在实施例中，提供频率上的大波束扫描以及小波束，以便实现高角度分辨率。由于结构是细长的，因此小波束是可能的。因此，优选采用串联馈电(series fed)贴片漏波天线。与超材料(meta-material)方法相比，这种类型的天线对波束敏感度较低。高质量因子会影响对频率更敏感的波束。因此，使用环形/圆形贴片几何形状，其相对于圆极化也提供了良好的轴比属性。在延迟环和圆形贴片短截线配置中，可以通过仅调谐一个参数来完成反射系数、轴比、互耦效应以及开放阻带抑制。

在实施例中，提供一种雷达传感器系统用于车内乘员检测和分类(例如，气囊抑制)，乘客存在检测，乘客的生命体征监测和/或用于安全带提醒器功能(SBR)。在实施例中，该系统包括照射机动车辆的一个或多个座椅的天线系统。

至少在实施例中，本发明的优点包括：

-汽车的整个后座只需要一个传感器(具有I/Q输出的一个单RF 通道)；

-如果可以进行干涉测量，整个汽车只需要一个传感器(具有一个 PCB上的I/Q输出的两个单RF通道)；

-与集成和材料成本相关的出色的成本效率(也与常规雷达系统相比)；和/或

-作为附加功能的生命体征监测，而没有更多的复杂性。

附图说明

根据以下对非限制性实施例的详细描述，参照附图，本发明的进一步细节和优点将变得显而易见，其中：

图1是本发明实施例的车辆乘客舱内传感器位置的示意图；

图2示出了根据本发明实施例的圆形贴片的极坐标的命名法；

图3显示了0到2阶的第一类贝塞尔函数；

图4示出了根据本发明实施例的传播方向上的电边界条件；

图5示出了根据本发明实施例的具有滤波器环的单位单元；

图6示出了根据本发明的单位单元的实施例的示意图；

图7示出了根据本发明实施例的单位单元的偶激励和奇激励；

图8示出了根据本发明实施例的f＝25GHz且ωt＝0的单位单元；

图9示出了根据本发明实施例的f＝25GHz且

的单位单元；

图10示出了根据本发明实施例的f＝25GHz且ωt＝π的单位单元；

图11示出了根据本发明实施例的f＝25GHz且

的单位单元；

图12示出了根据本发明实施例的模拟单位单元散射参数幅度；

图13示出了根据本发明实施例的模拟单位单元散射参数相位；

图14示出了根据本发明实施例的模拟的改进的单位单元散射参数幅度；

图15示出了根据本发明实施例的模拟的改进的单位单元散射参数相位；

图16示出了根据本发明实施例的f＝24.125GHz且ωt＝0的改进的单位单元；

图17示出了根据本发明实施例的f＝24.125GHz且

的改进的单位单元；

图18示出了根据本发明实施例的f＝24.125GHz且ωt＝π的改进的单位单元；

图19示出了根据本发明实施例的f＝24.125GHz且

的改进的单位单元；

图20示出了根据本发明实施例的单位单元色散关系；

图21示出了根据本发明实施例的改进的单位单元色散关系；

图22示出了根据本发明实施例的一15单元阵列的散射参数幅度；

图23示出了根据本发明实施例的改进的一15单元阵列3D远场辐射方向图；

图24示出了根据本发明实施例的在

情况下的一15单元阵列的轴比；

图25示出了根据本发明实施例的在

情况下的一15单元阵列的轴比；

图26示出了单位单元的实施例的示意图；

图27示出了根据本发明实施例的在

情况下的改进的一15单元阵列的轴比；

图28示出了根据本发明实施例的在

情况下的改进的一15单元阵列的轴比；

图29示出了改进的一15单元阵列的散射参数幅度；

图30示出了根据本发明实施例的阵列色散关系-改进的阵列色散关系(实线)和未改进的阵列色散关系(虚线)；

图31示出了偶模激励下的阵列电场分布；

图32示出了奇模激励下的阵列电场分布；

图33示出了根据本发明实施例的针对宽边辐射的方位角辐射方向图；

图34示出了根据本发明实施例的超出中心频率的阵列场分布；

图35示出了根据本发明实施例的针对正端射辐射的方位角辐射方向图；

图36示出了根据本发明实施例的针对负端射辐射的方位角辐射方向图；

图37示出了根据本发明实施例的一25单元漏波天线；

图38示出了根据本发明实施例的真实条件下的一25单元模拟阵列的散射参数幅度；

图39示出了根据本发明实施例的真实条件下的一25单元模拟阵列的色散关系；

图40示出了根据本发明实施例的圆形贴片漏波天线的测量的散射参数幅度；

图41示出了根据本发明实施例的圆形贴片漏波天线的测量的色散关系；

图42示出了根据本发明实施例的24GHz ISM频带内的波束操控能力

图43示出了根据本发明实施例的23GHz至25GHz频率范围内的波束操控能力；

图44示出了[8]的设计的23GHz至25GHz频率范围内的波束操控能力；

图45示出了[6]的设计的辐射方向图；

图46示出了[6]的设计的反射系数；

图47示出了根据已知的漏波天线技术的坐标系定义；

图48示出了根据已知的漏波天线技术的单位单元漏波传输线模型；

图49示出了根据已知的漏波天线技术的布洛赫波传输线模型；

图50示出了根据已知的漏波天线技术的单位单元点阵模型；

图51示出了根据已知的漏波天线技术的方位角漏波辐射方向图参数；并且

图52示出了根据已知的漏波天线技术的色散图。

具体实施方式

在下文中，相似的附图标记用于表示相似的元件。本文中使用的命名法的细节在本公开内容结尾的附录A中给出。本文提及的文献目录在本公开内容结尾的附录B中给出。

关于使用根据本发明的天线元件的汽车内部雷达感测，对本实施例进行讨论。(外部传感技术是已知的，并在别处讨论。)在诸如汽车乘座室内部之类的复杂环境中进行雷达感测非常具有挑战性，并且算法与用于外部雷达感测的算法有很大不同。

雷达系统的优点在于，与被动摄像系统相比，因为雷达系统主动照射场景，所以雷达系统也在夜间运行。主动摄像系统需要光谱中对人眼可见的照射(与红外摄像的暗淡相比)。雷达系统在对人眼完全不可见的微波范围内工作。此外，微波穿入到材料中并可以穿透。因此，塑料外壳和纺织品背后的整体也可能被透视，而基于摄像的系统需要开口才能被透视。

图1是用于本发明实施例的车辆的乘客舱内的传感器位置的示意图。传感器安装的位置优选地位于乘员的前方，使得身体的整个区域或身体的部分被照射。可能的集成位置可以在顶部天花板与车身之间，在车身支柱、中心控制台、顶置控制台、仪表板、方向盘等中。

图1(a)示出了内置于车辆的天花板12中的雷达传感器10。传感器 10包括至少一个天线(未示出)，用于照射车辆后座14的(可占用的)就座位置中的一个、两个或三个，以用于检测一个或多个乘员11的存在。图 1(b)示出了用于感测车辆前部的占用的雷达传感器10'。在这种情况下，传感器10'内置于前控制台16中，并包括至少一个天线(未示出)，用于照射车辆前座中的一个或两者。

在每种情况下，传感器10、10'可以另外包括发射-接收电子器件和处理电路，用于执行如下文所述的占用检测操作，或者处理电路可以耦合到传感器10、10'中的天线，但是位于车内其它地方。

下面将讨论本发明的实施例。

1、介绍

本发明的实施例涉及漏波天线。漏波天线的优点在于其频率可操控辐射束能力。本发明的实施例涉及两种漏波天线-一种是-45°至45°的可操控波束，而另一种是具有在24GHz ISM频带中-5°至5°的可操控波束。

本发明的实施例利用给定角度范围内的整个频带。利用印刷电路板技术制造本发明的实施例。本发明的实施例包括研究周期性漏波天线。

本发明的实施例涉及漏波天线，其用于内部汽车应用并且成本降低。

本发明的实施例涉及三个天线的使用，以便实现将后座椅上的三个人分开。由于利用其窄波束的漏波天线的波束操控能力，所以本发明的实施例涉及使得更容易区分多个人以及将传感器的数量从三个减少到一个。

2、漏波天线理论

漏波天线的概念是在周期性的情况下将三维辐射问题转换为二维或特别是一维的问题。称为漏模的辐射模式是来自色散关系的推导。因此，需要讨论漏模与波传播的区别。

2.1波传播和漏模

漏模是主模式下的辐射功率泄漏。如果存在能够传播的若干种模式并且假设忽略激励的影响，则需要利用向量亥姆霍兹方程。

向量

表示任意场向量，k₀表示自由空间传播常数。为简单起见，y 方向的导数设为零

方程2.1的空间傅里叶变换得到：

方程2.2的非平凡解是色散关系。

由于微带技术的制造，出现了有界波，并且传输线理论考虑是有效的。图47显示了坐标系定义：如图47所示，z方向是沿传输线的传播，x方向是宽边(broadside)的辐射。

无损情况的辐射条件可以从色散关系推导出[1]。

方程2.4是漏泄条件，并且可用于设计考虑。为了实现辐射条件，需要量化传播常数k _z。从传输线理论的角度，众所周知，对于无损情况，传播常数是无穷小单位单元的每单位长度的电容和电感两者的函数。单位单元方案得到通用的漏波匹配传输线模型[2]。图48显示了单位单元漏波传输线模型。目的是确定这些集总元件以及单位单元的长度。

2.2单位单元设计方法

不可能设计出无穷小的单位单元。但是有可能设计出人造单位单元。无穷小的单位单元的条件是输入端口与输出端口之间的相移为零，也称为宽边周围的建模[2]。此时，传输线引导准驻波。

2.2.1布洛赫波分析

布洛赫波分析使用沿z方向的周期性。这意味着每个单位单元的输入和输出都连接到同一单位单元。无限数量的单位单元之间的互连产生z方向上的空间谐波。无限周期性结构理论基于弗洛凯定理[1]。电场的纵向周期可以表达为如下[1]：

每个单位单元内的相关联电场分布是相等的。此外，导波条件产生布洛赫波形。

周期性电场

可以在z方向上以空间傅里叶级数展开。

方程2.6和2.7的组合产生经傅立叶变换的布洛赫波。在该周期内，有可能表达以无限多个空间谐波形式的正常模式。每个空间谐波具有针对整数n的一般传播常数：

方程2.8暗示如果仅在某一频率处的空间谐波n＝-1传播，则可观察到驻波。如果只有这种模式传播，则单位单元可以通过简单的传输线模型来近似，该传输线模型是中心频率ω₀内的分布式结构的线性化版本。当考虑针对n＝-1空间谐波的传播而设计的任意分布式结构时，公共链参数网络模型是有效的[2]。对传输线模型的布洛赫波分析从链参数矩阵中提取出公共传输线参数。

图49显示了布洛赫波传输线模型。

如果存在简单的传输线方法，则相应链参数矩阵的特征分解得到[3]。

该结果与弗洛凯定理中的结果相同。链参数矩阵的痕迹导致色散关系：

布洛赫阻抗可以通过以下方程来确定。

分母中的减号/加号运算符表示计算布洛赫阻抗的端口。减号/加号运算符取决于端口上的计数器箭头的方向。

2.2.2线性化和点阵模型

对于图48中的模型，难以获得正确的建模。其原因在于如下事实：在传输线理论中，串联阻抗属于无穷小电流，而电压为零，并且并联导纳属于无穷小电压，而电流为零。这种关系与电压和电流的电报方程的导数以及它们对每单位长度的集总元件的行为相当[4]。

有限结构影响串联电阻的奇激励和并联导纳的偶激励。使用点阵模型解决了串联阻抗Z_s和并联导纳Y_p去耦的问题[2]。图50显示了单位单元点阵模型。

通常，网络变换技术产生链参数矩阵。此外，将链参数插入方程2.11 和2.12[2]。

而串联阻抗Z _s 和并联导纳Y _p定义为：

到目前为止，还没有满足驻波的条件。如果并联导纳和串联阻抗处于谐振状态，则它们的虚部为零，并且不会出现相移。此外，驻波条件应该为工作点处于中心频率ω₀。因此，谐振频率有必要等于中心频率。这种限制产生了开放阻带抑制[5]。开放阻带效应在其自己的节中被重新描述。出于一般性原因，点阵模型在每个谐振频率处被线性化。线性化模型应与公共传输线模型类似。因此，串联阻抗具有集总元件R和L，并且并联导纳具有集总元件G和C[2]。

每个方程的实部仍然是线性的。现在，虚部可以分别使用条件2.19和 2.20来线性化。

因此，线性导纳Y _pl和阻抗Z _sl为

Z _sl＝R_s+j2L_s(ω-ω_s) (2.25)

Y_pl＝G_s+j2C_p(ω-ω_p) (2.26)

色散关系和布洛赫阻抗是线性化的情况，其与图49中所描述的公共传输线理论非常类似。

2.2.3色散图和辐射特性

色散图是对色散关系的可视化。通常，传播常数恰好是横坐标，频率是纵坐标。考虑到无损情况，传播常数某个频带中是复杂的。

上述频带分别为ωs≤ω≤ω_p或ωs≥ω≥ω_p。给定频带中的这种衰减被称为开放阻带。在超出中心频率的驻波现象中，该效应在物理上是合理的。驻波现象中只允许有工作点。因此开放阻带抑制的条件为ω₀＝ω_s＝ω_p[6]。此外，如果衰减常数增加，则辐射束宽度减小。考虑到沿z方向的衰减均匀电流分布，进入自由空间的辐射场与电流分布的傅立叶变换成正比，这称为方向性[7]。

忽略衰减常数并找到最大方向性，产生取决于波束的传播常数β_z。表示相对于宽边的主波束方向，需要进行坐标变换：

-3dB波束宽度是衰减常数、自由空间传播常数以及主波束方向的函数 [6]：

图51示出了方位角漏波辐射方向图参数。在图51中，示出了形成辐射方向图的所有参数也在图52中所示的色散图中示出。因此，色散图是用于设计漏波天线的合适工具。

此外，最大主波束方向角和最小主波束方向角

分别可以转换为色散图[1]。

这表明，设计过程是在n＝-1模式下完成的。图52中还示出了由虚线表示的辐射条件。虚线上方的区域称为快波区[1]。

考虑到有损情况，如果达到重边条件或Q平衡，则衰减常数变为与频率无关[8]。表达式ω-ω_s和ω-ω_p分别在开放阻带抑制的限制下替换为Δω＝ω-ω₀

如果满足重边条件，则传播常数斜率恰好是Q因子Q＝Q_s＝Q_p。

因此，最小辐射角和最大辐射角取决于单位单元Q因子。

2.34中指定的反正切等于斜率。因此，Q因子仅为期望的最大辐射角的函数。

此时，已经开发了一种闭合表达式，其能够转换集总元件中的天线规格。如果存在基于模式的方法，则考虑散射参数与色散关系之间的关系是有帮助的。

2.3散射参数和色散关系

方程2.11的关系可分别用传输参数和散射参数来表达[9]。

注意，双曲线函数在其复维度上是周期性的。这意味着需要展开才能获得期望的色散关系。

3、微带单位单元建模

在下文中，术语“天线元件”、“贴片”、“单位单元”以及“单元”可互换地用于构成漏波天线的元件。本发明所解决的单位单元建模的主要问题是开放阻带的抑制和色散关系中高斜率的实现，高斜率意味着高频敏感波束。

根据本发明实施例的单位单元的形式允许z方向上的第一空间模式辐射。此外，单位单元可以例如线性地彼此连接，这产生串联馈电贴片设计。

3.1贴片几何形状考虑

本发明的实施例基于串联馈电贴片(SFP)漏波天线。对于没有任何馈电线的单个贴片，设计是通过腔模型来完成的[10]。基于腔模型，可以利用等效磁流计算辐射场。对于固定的基板高度，并且忽略互耦效应，磁流取决于微带几何形状的周长。如果辐射是结构中唯一的功率损耗，则周长与辐射功率成正比。此外，微带几何形状的表面是有界场的量度。有界场暗示存储的能量，这意味着Q因子的定义与面积与周长的比成比例地简化。

圆的几何形状满足最佳面积与周长比的条件。因此，根据本发明的实施例采用圆形贴片。

3.2圆形串联馈电贴片设计

考虑到贴片本身，对腔模型的简化是有效的。此外，仅存在一个设计参数。其它感兴趣的参数(例如Q因子和辐射特性)可以从半径推导出。如果已知Q因子和辐射特性，则圆形腔与集总元件的模式之间可能有联系。

3.2.1贴片半径

首先，因为现在存在有理数对称问题，所以需要转换坐标系。但是z 方向仍然是有界波的传播方向。

z＝rcos(φ) (3.2)

y＝rsin(φ) (3.3)

图2描绘了根据本发明实施例的圆形贴片的俯视图。圆具有有效半径 r0并构成磁壁边界条件。

x方向未示出，而仍在波动方程的研究中，波动方程可用具有标量磁向量势的圆柱坐标来表示[10]。

ΔA_x(r，φ，x)+k²A_x(r，φ，x)＝0 (3.4)

根据本发明的实施例，贴片使用印刷电路板技术来制造，贴片的顶部和底部是铜并且相距为基板的高度h。出于简化的原因，铜边界仅仅是电壁。

这种腔的波动方程的求解可以通过分离变量来完成[10]。

该解是n阶第一类贝塞尔函数与三角函数的乘积。假设基板相对于波长非常薄，则上述方程得到：

图3示出了0到2阶的第一类贝塞尔函数。

可以看出，有效半径r0以两种方式影响激励模式。首先是贝塞尔函数的阶数，第二是关于满足贝塞尔函数导数的第m个零点的边界条件。图3 示出了作为半径的函数的前三阶贝塞尔函数。

考虑最坏情况下的天线操作，衰减以及Q因子应该高。使用一阶贝塞尔函数的第一最大值可以采用一个好的折衷方案。这将在下文中更详细地讨论。

圆形腔的色散关系产生期望的有效半径。

第一类贝塞尔函数的第一最大值由ξ11＝1.8412表示[10]。有效电r0与几何形状rg之间的关系可以由数值拟合函数确定[10]。

3.2.2辐射特性

假设贴片在z方向上线性极化，则有界电场得到[10]：

在贴片边缘使用等效磁电流，辐射电远场得到[10]

辐射电场可用于使用其坡印廷向量来确定辐射功率。将坡印廷向量整合在球体上，得到可以数值上计算出的辐射电导[10]。

此时，激励模式与其集总元件表达式中的损失之间存在联系。电纳的集总元件可以从质量因子中推断出来。

3.2.3质量因素

除了辐射损失之外，忽略所有损失，Q因子定义为：

上面的方程表明考虑面积与周长的比是有效的。现在Q因子是已知的，其一般定义得到电纳或电抗的值。

这种关系良好地符合上文第2节(漏泄波天线理论)中的线性化。不同之处在于，在第2节中呈现了两个谐振电路。以下节将讨论这种差异。

3.3 Q平衡和模式激励

如果存在串联模式和并联模式的激励，则波能够沿结构传播。此外，对于人造传输线段，必须满足平衡条件。

3.3.1偶模和奇模贡献

如图50所示，单位单元设计的基本方法是偶分析和奇分析。模式考虑中的偶分析和奇分析分别产生针对并联模式的z方向的磁壁边界和针对串联模式的电壁边界条件[11]。图4显示了传播方向上的电边界条件，证明了针对电壁边界条件的边界条件，这是因为腔模型仍然满足磁边界条件。

图4示出了电边界条件强制进行并联模式。考虑到坐标变换，有界电场的适当的波动方程解为：

因此波动方程的串联模式的解为：

两种模式的叠加产生必须激发的电场。

从偶模到并联模式的转变是连续的。此外，模式激励应该由单个馈电线完成。但是，单个馈电线仅能够分别激励串联模式或并联模式。因此，需要考虑模式激励。

3.3.2对一端激励的圆形贴片的分析

假设馈电端口非常小并且位于点P并且端口完全匹配。圆心等于坐标系中心。

P＝(r，φ)＝(r₀，φ₀) (3.18)

激励信号波形是正弦波和横向电磁波。如果满足这些条件，则此时，复源幅度等于复模幅度。这产生了

方向的边界条件。

方程3.20具有无穷多个解，但是能量对话定律产生了点

是全局极值的约束。

任意激发位置的波动方程解得到：

因此，利用单个馈电线，仅激发有界贴片场内的驻波。为了实现串联模式和并联模式，

方向的场应该旋转。从数学的角度来看，期望的有界场如下所示：

一维驻波的一般定义是：

三角分解得到：

因此，每个驻波都可以解释为具有相同幅度的前向行波和后向行波的叠加。基本原理是使用无源边界条件来实现反向传播波的相消干涉和前向传播波的相长干涉。该原理将在以下节中更详细地被描述。

现在需要目标函数来抑制驻波现象。关于方程3.25，必须抵消右边项。

为简化表达式，3.25经傅里叶变换为两个变量。

两个变量的希尔伯特变换的加法使得抵消方程3.25的左边项。因此，如果没有驻波现象，则下面的表达式变为零。换句话说，该表达式必须为零以避免驻波。

-jsgn(ω)A′(k_x，ω)-jsgn(k_x)A′(k_x，ω)＝0

(3.27)

每个数学变换都具有叠加能力以及物理环境。因此，方程3.27中复驻波的叠加是有效的。

端口的数量由N表示。每个端口具有空间角度

电角度

以及激励幅度

方程3.28是针对

方向上的传播波的条件，其非常类似于模式旋转。这种旋转可以通过两个不同的馈电端口完成，但只有一个馈电线可用。关于上述条件的推导，存在自由度。在方程3.27的情况下，已经加上两个希尔伯特变换，这意味着后向行波被抵消。如果减去希尔伯特变换，则前向行波被抵消。因此，这种关系非常类似于单边带调制，其中上边带意味着正旋转而下边带意味着负旋转。为了完整起见，抑制上边带的条件是：

这个表达式恰好是旋转条件。

3.3.3无源空间模式滤波器

本发明的实施例涉及在具有单个馈送的无源结构中滤除不期望的模式。为了简化问题，结构可以是横向对称的。这意味着单位单元相对于xy平面对称。因此馈电点必须在对称平面内。为了实现无源模式激励，可以构建环。

本上下文中的“无源”意味着每个电相位φωi与激励信号Ee相关。注意，选择确定相移的右路径还是左路径是不重要的，这是因为圆的相位周长为2π。图5示出了天线元件(单位单元)2的实施例，该天线元件2 包括具有滤波器环6的填充圆形单元(贴片)4。(可以理解，单元4和滤波器环6由介电基板(未示出，使用例如PCB制造技术)上的铜形成。单元4被配置为在点8处以短截线配置附接到馈电线(未示出)。使用对称条件并在方程3.28中插入图5的参数得到计算式3.31。此外，假设衰减非常低并且幅度近似恒定。激发位置构成原点。

存在一个自由度来确定不同相移。关于环的实际可设计半径的有效解为

和

下一节将考虑馈电结构和相关联的模式的谐振频率。

3.4馈电线和设计参数

对宽边辐射的讨论与对相控阵的讨论相当。如果所有天线同相，则相控阵在宽边辐射。根据漏波天线设计的实施例，这意味着每个单位单元内的相移需是2πn，其中n为整数。这与上文第2节的结果相匹配，以在谐振频率下激发第n模式。

图6示意性地示出了单位单元2'的实施例的示意图。除了如下所述之外，该实施例与图5的实施例相同。单位单元2'附接到长度为p的馈电线的部分60。在这种形式中，(滤波器)环6'包括由上半圆12、下半圆64以及导体的直线长度66,18形成的延迟环。第一长度66将上半圆12的第一端 20与下半圆64的第一端24耦合，第二长度18将上半圆12的第二端22与下半圆64的第二端26耦合。前述细节仅出于理解形式的目的而呈现，并且应当理解，单元4和延迟环6'在制造期间整体形成。延迟环6'在点30,32 处接合单元4。

为了实现紧凑的结构，选择n＝-1模式。因此，单位单元周期恰好是有效波长p＝λ_eff。方法用于设计波阻为70Ω、长度为λ_eff的直线以及线上方的圆。环波阻抗不必匹配，这是因为匹配意味着没有驻波。这由旋转条件调整。因此阻抗设置为70Ω。使用[10]中的方程，可以确定宽度和相应的有效长度。此时，单位单元结构完全被确定。

表1.1显示了分析计算的天线参数的值。

表1.1：分析计算的天线参数

在实施例中，馈电线必须满足特定的电壁边界条件和磁壁边界条件，以便实现偶模激励和奇模激励。在下一章中，将更详细地讨论该问题。

4、优化和验证

单位单元设计的实施例是基于腔模型。为了解决耦合效应，优选地进行全波改进，如下文所述。首先，针对奇偶分析验证根据实施例的单位单元和上述旋转条件。之后，单位单元考虑因素扩展到阵列结构，并讨论了互耦效应。最后，解决上文第2节中讨论的传输线特性，并在模拟的远场内以及在测量数据内对该传输线特性进行比较。

4.1单位单元全波优化考虑

根据实施例的单位单元2'的结构在图6中示意性地示出。在实施例中，该结构由三个元件组成：延迟环6'，馈电线(部分)60以及谐振圆形贴片 4。如果满足相消干涉的条件，则延迟环引导传播波，并且圆内的场以数学正(mathematical positive)方式旋转。耦合效应和延迟环的小半径影响实际电长度。因此必须调整延迟环的长度以及馈电线的长度。馈电线的电长度受到关于谐振圆形贴片的电容耦合的影响。电容耦合还影响贴片的谐振频率。

4.1.1模式旋转和反射系数改进

质量因子平衡条件恰好是旋转条件。换句话说，旋转条件意味着当抑制n＝1模式时仅激发n＝-1模式。因此，如图7所示，在偶数和奇数的考虑下出现行波。

图7以图形方式表明了单位单元的偶激励和奇激励以及行波条件如何与此描述相关。此外，偶模和奇模等同于正交模式。在表1.1的计算参数内的根据上述实施例的结构的全波模拟产生如图8至图10中所示的以下电场分布，分别对应于f＝25GHz且ωt＝0，f＝25GHz且ωt＝π/2，f＝25GHz 且ωt＝π。

在图8至图10中，垂直线是单位单元边界，并且应该等于有界场的电长度。图7中的电场Ex仅表示馈电线中的场分布。如果满足偶激励和奇激励的边界条件，则存在必须满足的三个电对称平面。这些平面在单位单元的开始、结束和中间。在偶模中，这些平面是电壁边界，并且对于奇模激励，对称平面是磁壁。

图8至图10的比较表明没有正交模式激励。在圆形贴片中，只有偶模式被激发，因此出现驻波。这种驻波现象是上述开放阻带问题。

图11示出了f＝25GHz且ωt＝3π/2的单位单元的实施例。

开放阻带的指示是每单位单元的高衰减，其可以在散射参数中看到关于传输因子的高度劣化。图12显示了模拟单位单元散射参数幅度。

此外，电波长度受到影响，这可以在传输因子的相位信息中看到。图 13显示了模拟单位单元散射参数相位。

为了实现串联模式激励和并联模式激励以及Q平衡的性能，执行对圆形贴片内的平滑旋转有界场的调节。如单位单元建模中所计算的，需要抑制n＝1模式。n＝-1和n＝1的比等于反射系数。所以考虑这个参数。

延迟环长度的调整使得宽频带中反射系数得以改进。贴片半径的变化使反射系数的最小值发生偏移。图14显示了模拟的改进的单位单元散射参数幅度。

此外，贴片与馈电线之间的耦合效应影响馈电线的电长度。为了在中心频率内实现宽边辐射，在该频率下传输因子相移应该为零。馈电线长度的调整在中心频率条件下产生零相位。图15显示了模拟的改进的单位单元散射参数相位。

下表显示了通过全波模拟改进的新参数集：

表2.1改进的单位单元

图16至图19显示了改进的单位单元配置的电场分布，f＝24.125GHz 且ωt＝0，f＝24.125GHz且ωt＝π/2，f＝24.125GHz且ωt＝π、以及f＝ 24.125GHz且ωt＝3π/2。每个场分布满足对称平面边界条件。因此满足旋转条件以及Q平衡条件。

相位信息和场分布之间的比较产生如单位单元建模中预测的右旋旋转场。延迟环引导行波，该行波可以通过虚拟中间对称平面来验证。

改进的单位单元配置非常符合理论考虑因素。这表明，偶模由角度方向上的余弦函数内的电场分布表示，奇模由正弦函数表示，该正弦函数也表示正交模式激励。

4.1.2色散关系

如上所述，色散关系是用于验证Q平衡以及宽边辐射问题的有力工具。在前述小节中，讨论了开放阻带效应。如上文第2节所述，开放阻带分别影响增加的衰减常数和非线性传播常数。在色散关系(图20)中，针对1.01 以上的归一化频率可以看到这种效应。这就是在前述小节中描述出现开放阻带效应的25GHz的场分布的原因。因此，可以通过调整延迟循环长度来改进Q平衡。归一化频率截距对应于传输因子的零相位点。因此可以通过调整馈电线长度来调整截距。

图21显示了改进设计参数后的色散关系。在宽频率范围内Q平衡被实现并且衰减常数是平坦的。传播常数近似为线性，截距接近归一化频率。

4.2阵列全波考虑

下一步是在90％的输入功率辐射的条件下从单位单元扩展到阵列结构。阵列结构的大问题是互耦效应。另一重要的设计参数是圆极化程度，其可以通过远场的轴比来测量。

4.2.1互耦效应和轴比

对于印刷电路结构，根据本发明的实施例，腔模型是有效的。此外，耦合效应只是外场干扰的机制，而互易定理是有效的。因此，耦合效应可以通过等效磁流来描述。可以表明，对于几何形状小或高阻抗传输线，磁流近似为零。根据实施例，只有耦合受圆形贴片影响。在每个单位单元内，出现所得的偶磁电流和奇磁电流。耦合和馈电线的激发模式的叠加产生了所得的有界场。耦合场可以左旋极化或右旋极化。左旋极化影响n＝1空间谐波模式的激励。右旋极化影响n＝-1模式的激发。正模式影响反射因子，负模式影响传输因子。全波模拟确认了所描述的效果。

图22显示了一15单元阵列的散射参数幅度。

优化可以通过改变延迟环长度以及改变馈电线长度来完成。延迟环长度的变化能够抑制n＝1模式。对馈电线长度的调整是必要的，这是因为具有不同幅度和相位的模式量的总和在所得模式中产生相移。这种不必要的相移可以通过长度调整来补偿。

如上所述，另一参数是远场轴比，其描述了电场主轴的比。对于圆形，比率为1或0dB。

图23显示了改进的阵列结构的辐射方向图。感兴趣的区域是天线方向性高的区域。因此，对于φ＝0°，区域在宽边周围，并且对于φ＝90°，感兴趣的是整个半球。图24显示了在

情况下的一15单元阵列的轴比。图25显示了在

情况下的一15单元阵列的轴比。

如果满足旋转条件，则只有延迟环和馈电线影响极化。有人认为圆形贴片边缘处的电场受传输线的影响。馈电线激励模式并且无法调谐，但延迟环能够被调谐。如果输出电路传输线为矩形并且传输线宽度薄，则影响最小。

图26示出了根据本发明实施例的单位单元的示意图。

为了在上半圆和下半圆具有与贴片相同的半径r0的条件下实现矩形出射角σ，必须确定圆心距离d。这种方法产生每个圆形配置之间的中心距离：

另一调谐参数是上半圆与下半圆之间的长度l，以便适应电长度。在全波模拟之后，变化产生以下针对阵列结构的新参数集(表2.2)。

表2.2改进的阵列参数

图27至图28表明了对轴比的增强，即分别在

和

情况下。在宽边辐射附近，轴比非常接近零dB。

在实施例中，可以优化反射系数，使得延迟环针对每个单位单元具有不同的参数，这是因为在结构的中间发生比在结构的末端处更强的耦合效应。

图29显示了改进的一15单元阵列的散射参数幅度。色散关系表明了上述优化的改进。

图30显示了阵列色散关系-改进的阵列色散关系(实线)和未改进的阵列色散关系(虚线)。

4.2.2远场和传输线特性

图31至图32分别示出了针对偶模激励和奇模激励的电场分布。激励频率为中心频率f0＝24.25GHz。下图显示了每个场分布彼此相等，并且单位单元处于同相。

如图33所示，与相控阵配置相比，可以看出，如果所有单元同相，则远场的主波束在宽边辐射。因此，零相移对应于零传播常数，如色散关系中所示。

图34显示了超出中心频率的阵列场分布。中心频率到24GHz的变化产生从一个单位单元到彼此的相移。如图34所示，旋转角度连续地向数学正方向移位。

图35示出了针对正端射辐射的方位角辐射方向图。例如，坐标变换中的数学正向移位产生具有负号的辐角。因此，如图35所示，传播常数变为负值，并且基于相控阵理论，主波束方向变为正。如图36所示，具有逆代数符号的相同辐角对于负端射辐射是有效的。

因此，通过全波模拟证明，考虑传输线传播常数βz产生了波束方向频率灵敏度。另一方面是衰减常数和相关的等效磁流分布。衰减常数平坦度的有效性可以通过方位角辐射方向图角度波束宽度来表示。在图35、图33 和图35中，它们分别为4.1°、3.8°和3.8°。波束宽度近似恒定，衰减常数也是如此。因此，测量双端口散射参数和提取传输线特性及其复传播常数产生了辐射特性。

4.3测量

在本节中，讨论了模拟数据的传输线特性以及测量数据。模拟和测量的目标在图37中描绘–一25单元的漏波天线40。如上所述，漏波天线 40是由基板42上的铜中形成的多个单位单元2,2'形成的串馈天线，每个单元2,2'附接到馈电线44。

模拟通过全波模拟使用CST微波工作室来完成。去嵌入参考平面类似于测量参考平面。模拟通过频率求解器使用铜以及有损基板来完成。选择边界条件作为开放添加空间(包括空气空间的完美匹配层)。

图38显示了真实条件下的一25单元模拟阵列的散射参数幅度。

图39显示了真实条件下的一25单元模拟阵列的色散关系。如图39所示，传输参数展示出一齐次且近似平坦的衰减常数。除了接近f＝24.25GHz 的一个峰值之外，反射参数也是平坦的。圆形贴片内的谐振频率类似于出现反射峰值的频率。因此该峰值对应于激发n＝1空间谐波模式的互耦效应。

峰值没有如图39所示的高，也没有如图39所示，出现开放阻带效应。模拟的色散关系在给定的频带中显示出近似完美的传输线特性。

测量表明反射系数小于模拟。形成的谐振贴片频率下的反射增强比模拟的要小。这种较低的反射表明相对于模拟，耦合效应较小，这是因为n＝ 1模式被较少地激发。

图40示出了根据本发明实施例的圆形贴片漏波天线的测量的散射参数幅度。

关于较少耦合的测量错误可能是源于测量环境以及错误的去嵌入机制。

图41显示了圆形贴片漏波天线的测量的色散关系。在测量的色散关系中以及在反射图中，显然存在可以使用漏波天线的宽频率范围。在约为15％的相对带宽内，频率范围为22GHz至25.5GHz。针对3dB波束宽度和主波瓣方向，基于测量数据，下表使用上文第2节的方程。

表2.3：计算的辐射物性

宽边辐射具有0.77°的小角度偏移。并且波束宽度在最大辐射角以及最小辐射角处有一点劣化。应注意，上面第2节中的方程是近似的，并且可能仅对宽边辐射有效。表2.3中计算的参数可以通过辐射方向图测量来验证。

5、总结和进一步的实施例

如上所述，在实施例中，公开了两种漏波天线，其操控的波束范围分别为-45°至45°和-5°至5°。漏波天线的性能可以具有在给定频率范围内操控波束从大约-1°转向2°的能力。

图42显示了24GHz ISM频带内的波束操控能力。

关于色散关系的线性化，三个参数影响波束灵敏度-每单位单元的衰减或辐射

单位单元质量因子Q以及单位单元周期长度p。

其中因子

给出相对带宽的关系，相对带宽是确定使用哪个集成电路的标准。

在实施例中，优化天线的质量因子。考虑23GHz至25GHz的频率范围以及对图44的串联馈电贴片天线方位角辐射方向图进行比较示出了所呈现的设计具有更灵敏的波束。通过对以下关系的考虑以及方程5.1的使用和本文的发现[12]，可以比较两个天线。

表3.1参数比较

在上面的表3.1中，给出了频率敏感波束的特性参数。Q因子是唯一改进的参数。图43和图44示出了质量因子强烈地影响扫描灵敏度：前者示出了在本发明的上述实施例的23GHz至25GHz的频率范围内的波束操控能力，并且后者示出了已知天线设计的23GHz至25GHz的频率范围内的波束操控能力[8]。

[12]的作者使用另一高度的基板。因此，根据本发明实施例的结构具有关于Q因子的非常好的性能。利用以下灵敏度定义s，可以将另一串联馈电贴片天线与串联圆形贴片漏波天线进行比较。

对串联馈电贴片漏波天线的评估产生恰好是基板的有效波长的周期长度p。

在[6]中，使用相对介电常数∈_r＝10.2。为了获得等效的方程，将灵敏度表达式归一化为周期长度并乘以光速。

表3.2灵敏度比较

图45显示了[6]的设计的辐射方向图，图46显示了频率内的反射系数。

根据本文描述的实施例，[6]的归一化波束灵敏度s^～接近归一化灵敏度。关于反射特性，本文中描述的实施例具有较低的反射峰值。

根据本文描述的实施例的设计在Q因子优化中非常有效。还表明，相对于[6]，通过选择更高的相对介电常数可以改进周期长度。基于选择另一材料的改进可表达为：

只有这种材料才能使周期提高68％。此外，Q因子受到∈_r的影响。基板的高度也是可能具有效果的参数。传播常数的简化表达式提供了灵敏度可以通过选择更高的频率来改进。使用79GHz频带可将有效波长提高329％。在相对带宽为5％的情况下，可能利用相同的结构来实现所有110°以上的波束操控。考虑到内部汽车应用，待检测的人必须在天线远场内。因此，天线必须小并且，当使用79GHz方法或超材料技术时，长度减小是必要的。

在本文描述的实施例中，呈现了具有少量参数的有效设计。参数数量少，可以易于优化结构。此外，该结构在宽频率范围内具有良好的传输线特性。

本发明的工业应用是诸如汽车后座椅安全带提醒器和儿童高热传感器之类的系统。

虽然已经通过参考实施例在各自的实施方式中具有各种组件的实施例描述了实施例，但是应当理解，其它实施例利用这些和其它组件的其它组合和置换。

此外，本文将实施例中的一些描述为可以由计算机系统的处理器或通过执行该功能的其它装置实现的方法或方法的元素的组合。因此，具有用于执行这种方法或方法的元素的必要指令的处理器形成用于执行方法或方法的元素的模块。此外，本文中描述的装置实施例的元件是用于执行由该元件执行的功能以达到实现本发明的目的的模块的示例。

在本文提供的描述中，阐述了许多具体细节。然而，可以理解的是可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明的实施例。在其它实例中，公知的方法、结构和技术并未被详细地示出，以免妨碍对本说明书的理解。

因此，尽管已经描述了被认为是本发明的优选实施例的内容，但是本领域技术人员将认识到，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对其进行其它和进一步的修改，并且旨在要求保护落在本发明范围内的所有这些改变和修改。例如，上面给出的任何方程仅仅代表可以使用的程序。可以从框图中添加或删除功能，并且可以在功能块之间交换操作。可以在本发明的范围内描述的方法中添加或删除步骤。

附录A

命名法

任意场向量，方程(2.1)，第3页

α_i i方向上的衰减常数，方程(2.4)，第4页

β_i i方向上的传播常数虚部，方程(2.4)，第4页

Δ 拉普拉斯算子，方程(2.1)，第3页

λ_eff 有效基板波长

ω₀ 宽边辐射的中心频率

ω_p 并联导纳谐振频率

ω_s 串联阻抗谐振频率

各单位单元内的周期电场分布

ξ_ij 第i阶贝塞尔函数的第j最大值

C_p 并联电容等效传输线模型

C_s 串联电容等效传输线模型

D 方向性

d 圆到圆心

针对并联模式或奇模的电场分布

针对串联模式或偶模的电场分布

G_p 并联电导等效传输线模型

G_rad 辐射导纳

h 基板高度

h_Cu 铜高度

k₀ 自由空间传播常数，方程(2.1)，第3页

k_i i方向上的传播常数，方程(2.2)，第4页

k_z0 z方向上的零次空间谐波

l 延迟环调谐长度

L_p 并联电感等效传输线模型

L_s 串联电感等效传输线模型

n n次空间谐波

p 单位单元周期长度

Q_p 并联质量因子

Q_s 串联质量因子

r₀ 有效贴片半径

r_g 几何形状半径

R_s 串联电阻等效传输线模型

ω 延迟环和馈电线宽度

Y_p 等效传输线模型并联复导纳

Y_pl 线性等效传输线模型并联复导纳

Z_B 布洛赫阻抗

Z_s 等效传输线模型串联复阻抗

Z_sl 线性等效传输线模型串联复阻抗

附录B

参考文献

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Claims (16)

1.一种天线元件，包括填充的圆形几何形状的贴片，适于在使用中被驱动时以E01模式操作；以及被配置用于模式旋转的延迟环,其中，所述贴片被配置为在所述贴片的周边上的第一点处耦合到馈电线，并且所述延迟环在所述贴片的所述周边上的多个点处附接到所述贴片的与包含所述第一点的一侧基本上相对的一侧。

2.根据权利要求1所述的天线元件，还包括适于使用模式旋转条件实现匹配网络的短截线配置，其中，所述贴片在所述贴片的所述周边上的所述第一点处耦合到所述馈电线使得所述馈电线延伸切向所述贴片。

3.根据权利要求1所述的天线元件，其中，所述延迟环适于实现Q平衡、互耦补偿和/或在所述延迟环长度内调谐反射系数。

4.根据权利要求1所述的天线元件，其中，y方向由连接所述贴片的中心和所述第一点的线定义，或者与连接所述贴片的所述中心和所述第一点的线平行，并且穿过所述中心并垂直于所述贴片的平面的线定义x方向，并且其中，所述延迟环在x-y平面上是对称的，以及z方向定义为穿过所述中心并垂直于所述x-y平面。

5.根据权利要求4所述的天线元件，所述天线元件是以允许z方向上的第一空间模式辐射的形式。

6.根据权利要求1所述的天线元件，包括无源空间模式滤波器，所述无源空间模式滤波器包括具有集成延迟线的所述延迟环。

7.根据权利要求6所述的天线元件，其中，所述无源空间模式滤波器包括上半圆和下半圆，其中相应的延迟线耦合所述上半圆和所述下半圆的每对相对的端部。

8.根据权利要求7所述的天线元件，其中，所述下半圆的中心与所述贴片的中心之间的间距d由下式给出：

其中r₀是所述上半圆、所述下半圆和所述贴片的半径。

9.根据权利要求6所述的天线元件，其中，所述无源空间模式滤波器包括滤波器环，所述滤波器环附接在所述贴片的与所述贴片到所述馈电线的连接的所述第一点相对的一侧上的多点处。

10.一种漏波天线，包括多个根据前述权利要求1至9中任一项所述的天线元件。

11.根据权利要求10所述的漏波天线，其中，所述天线元件以线性阵列彼此连接，以便形成串联馈电贴片天线。

12.根据权利要求10或11所述的漏波天线，其中，所述漏波天线为周期性漏波天线。

13.根据权利要求10或11所述的漏波天线，其中，每个所述天线元件内的相移为2πn，其中n为整数。

14.根据权利要求10或11所述的漏波天线，其使用微带技术在印刷电路板(PCB)上被制造。

15.一种用于感测机动车辆内的占用状态的雷达传感器系统，所述系统包括：

-天线系统，用于利用连续波信号照射所述车辆内的至少一个可占据位置，所述连续波信号在时间上被调频，所述天线系统包括根据权利要求10至14中任一项所述的漏波天线，

-至少一个传感器，用于接收由于所述连续波信号而反射的至少一个传感器信号，

-处理电路，耦合到所述至少一个传感器，所述处理电路可操作用于

-将占用检测算法应用于所述至少一个传感器信号以生成修改的信号；并且

-基于所述修改的信号，生成一个或多个占用状态信号，所述占用状态信号指示与所述至少一个可占用位置相关的属性。

16.根据权利要求15所述的雷达传感器系统，其中，所述天线系统适于利用24GHzISM频带中-5°至5°的可操控波束和/或-45°至45°的可操控波束进行照射。

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