CN108632182A - 超奈奎斯特通信系统中的双向串行干扰消除方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超奈奎斯特通信系统中的双向串行干扰消除方法，主要解决现有超奈奎斯特通信系统中接收端进行信号检测时，复杂度高，解调性能差的问题。其实现方案是：对到达接收端的信号进行匹配滤波、采样，得到采样数据；用截短的波形成型滤波器对采样数据进行前向加后向的双向串行干扰消除，即先利用当前码元前面的解调码元消除前向串行干扰，得到解调信号的临时判决值，再利用解调信号的临时判决值消除后向串行干扰，得到最终的解调信号。本发明通过对采样数据进行前向加后向的双向串行干扰消除，在提高超奈奎斯特通信系统接收端解调性能的同时，降低了接收端的复杂度，可用于超奈奎斯特通信系统中接收端信号的解调。

Description

超奈奎斯特通信系统中的双向串行干扰消除方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种双向串行干扰消除方法，可用于超奈奎斯特通信系统中接收端信号的解调。

背景技术

无线移动通信领域通信技术的快速发展和用户要求的不断提升，使得无线传输速率的需求在急剧增长，但是人们所能利用的频谱资源越来越稀缺，所以第五代5G移动通信网络需要依靠新的技术来提高频谱效率。

奈奎斯特准则认为在带宽受限信道，高速的数据传输在不引起码间串扰的情况下所能达到的最大码元速率是信道带宽的两倍，若超过这个极限值，就会引起严重的码间串扰，造成系统的误码性能急剧恶化。所以在给定通信带宽的条件下，系统的带限特性很大程度上影响并制约了符号传输速率的提高。

早在1975年贝尔实验室学者Mazo就已经在理论上证明了在时域上只要选择合适的信号，在码元速率不超过奈奎斯特极限速率25％的情况下，其信号最小欧氏距离不会发生变化，即误码性能不受影响，这一结论，阐述了非正交传输的可能性，并由此诞生了超奈奎斯特FTN的传输技术。作为5G通信的一种候选技术，超奈奎斯特技术允许信号以超过奈奎斯特速率的符号速率进行传输，与传统的正交传输技术相比，FTN有更高的系统容量和频谱利用率。

FTN的提出最初是想利用过剩性能来换取高速率的传输，即以可靠性的损失来换取有效性的提高。因为超奈奎斯特速率传输所引起的码间串扰ISI长度是无限长的，若要完全消除此码间串扰，使得系统在以FTN传输时误码性能不下降，需要采用最优的最大似然序列检测MLSD算法，但由于复杂度太高，使其在实际中无法使用。

如果将FTN的码间串扰视为卷积编码，就可以采用经典的Viterbi算法或BCJR算法。如果码元速率超过奈奎斯特极限速率过多，则检测的状态数也会增加很多，就会导致Viterbi或者BCJR算法的复杂度大大提高。此时就需要采用低复杂度的改进算法，比如M-BCJR算法，这种算法是降低解调算法复杂度的新型BCJR算法，由于这些算法是基于M算法的思想提出的，其在每个时刻只保留了m个最大的状态作为可能的状态，相当于是减少搜索的BCJR算法，故其复杂度要低于原BCJR算法，且同时保持了较好的性能。

如果将FTN检测视为长ISI的消除，可以采用高级均衡算法来完成检测，或者采用适当的预编码方案，在减小符号间干扰的同时降低接收端的复杂度，或者采用连续干扰消除SIC算法，通过逐次迭代消除估计出的ISI从而完成检测。中国人民解放军理工大学提出的专利申请“一种超奈奎斯特通信系统中基于矩阵分解的干扰消除方法”(申请日：2015年12月24日，申请号：201510989687.0，公开号：CN105634545A)中公开了一种以矩阵分解为基础的信号检测方法，先将干扰矩阵、发送信号序列和接收信号按要求进行分块，再将分块后的干扰矩阵分为上下三角矩阵，即分开考虑前后码元的码间串扰，巧妙地采用两次串行干扰消除，将所有的干扰考虑在内进行消除。但该专利采用的方法有一定的局限性，将信号进行分块处理后，每块的首尾信号在处理前后码间串扰时，考虑的码间串扰长度小于实际串扰长度。另外，在处理消除当前码元受到后面码元的码间串扰时，因为信号检测是从前往后依次处理的，所以处理当前码元时，无法预知后面码元的检测状态，而该专利处理当前码元受到的码间串扰时，提前调用了后面码元的检测信息，这与实际情况不符。

以上所提出的检测方法虽说在一定程度上降低了接收端的复杂度，但是因为对接收端复杂度的降低效果有限，而且解调性能并不是很好，使得FTN技术的实用性能受到影响，满足不了技术需求。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种超奈奎斯特通信系统中的双向串行干扰消除方法，以在提高接收端解调性能的同时，降低接收端的复杂度。

为实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：

(1)在发送端，对随机产生的一串长度为N的二进制信息序列进行二进制相移键控BPSK调制，并将调制好的信号经过波形成型滤波器形成加速因子为τ的FTN传输信号s(t)后，再经AWGN信道发送到接收端；

(2)对到达接收端的信号进行匹配滤波和采样，得到采样数据x(n)，n＝1，2，...N；

(3)消除前向串行干扰：

(3.1)初始化n＝1，初始化解调信号的临时判决值j＝1-(L-1)/2，1-(L-1)/2+1，...0，1，2，...N+(L-1)/2，L为波形成型滤波器的截短长度；

(3.2)利用当前码元前面时刻的临时判决值，得到消除前向串行干扰后的信号：

其中为当前码元前面时刻码元的临时判决值，h为波形成型滤波器的冲激响应，对于截短长度为L的波形成型滤波器，消除前向串行干扰时，其冲激响应系数h(i)包括h(1)，...h((L-1)/2-1)，h((L-1)/2)；

(3.3)当y(n)大于0时，当y(n)小于等于0时，

(3.4)令n＝n+1，若n≤N，则返回(3.2)，否则，执行(4)；

(4)消除后向串行干扰：

(4.1)初始化n＝N；

(4.2)利用当前码元后面时刻的临时判决值，得到消除后向串行干扰后的信号：

其中为当前码元后面时刻码元的临时判决值，h为波形成型滤波器的冲激响应，对于截短长度为L的波形成型滤波器，消除后向串行干扰时，其冲激响应系数h(k)包括h(-(L-1)/2)，h(-(L-1)/2+1)，...h(-1)；

(4.3)当z(n)大于0时，当z(n)小于等于0时，

(4.4)令n＝n-1，若n≥1，则返回(4.2)，否则，得出的即为接收端检测出来的原始发送信号，n＝1，2，...N。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明由于对前后码元共同造成的码间串扰进行消除，而且通过增加波形成型滤波器的截短长度L，得到更多前后码元的码间串扰，相比于现有技术的分块处理，系统整体的误码性能更好；

第二，本发明由于采用前后两次串行干扰消除，在提高接收端解调性能的同时，降低了接收端的复杂度。

附图说明

图1为超奈奎斯特通信系统工作原理图；

图2为本发明的串行干扰消除方法的实现流程图；

图3为在加速因子τ＝0.8时用本发明对超奈奎斯特通信系统进行仿真的误码率结果图；

图4为在加速因子τ＝0.9时用本发明对超奈奎斯特通信系统进行仿真的误码率结果图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例和效果做进一步的描述。

参照图1，超奈奎斯特通信系统，包括发送端和接收端，该发送端产生的随机信号序列，经过二进制相移键控BPSK调制和FTN信号成型后发送到AWGN信道，该接收端对来自AWGN信道的传输信号依次经过匹配滤波和采样，得到采样数据，然后进行串行干扰消除，最后进行信号检测。

本发明就是针对超奈奎斯特通信系统解决其对串行干扰如何进行消除的问题。

参照图2，本发明的实现步骤如下：

步骤1，对原始发送序列进行BPSK调制，并经过波形成型滤波器形成FTN传输信号。

(1.1)对随机产生的一串长度为N的二进制信息序列进行二进制相移键控BPSK调制，N＝1000；

(1.2)将调制好的信号经过波形成型滤波器形成加速因子为τ的FTN传输信号s(t)：

(1.2.1)将波形成型滤波器的根升余弦脉冲滤波函数表示如下：

其中α为滤波器滚降系数，T为符号采样间隔；

(1.2.2)对h(t)延迟nτT的时间，得到延迟后的根升余弦脉冲滤波函数h(t-nτT)，根据h(t-nτT)得到FTN传输信号s(t)的表示式如下：

其中，a[n]为待发送的调制符号，E_s为发送符号的平均功率，0＜τ＜1。

步骤2，根据传输信号s(t)获得采样数据x(n)。

(2.1)将FTN传输信号s(t)发送到AWGN信道，信号在AWGN信道通过传输到达接收端；

(2.2)对到达接收端的信号依次进行匹配滤波和采样，得到采样数据x(n)，n＝1，2，...N。

步骤3，消除前向串行干扰。

(3.1)初始化n＝1，初始化解调信号的临时判决值j＝-4，-3，...0，1，2，...N+5；

(3.2)利用当前码元前面时刻的临时判决值，得到消除前向串行干扰后的信号y(n)：

(3.2.1)设当前码元前面时刻码元的临时判决值为将临时判决值与对应的响应系数h(i)相乘，得到当前码元前面的第i个码元对其产生的串行干扰值i＝1，2，...5；

(3.2.2)将当前码元前面5个码元的串行干扰值相加，得到总的串行干扰值

(3.2.3)用当前码元x(n)减去总的串行干扰值得到消除前向串行干扰后的信号y(n)：

其中h为波形成型滤波器的冲激响应，对于截短长度为L＝11的波形成型滤波器，消除前向串行干扰时，其冲激响应系数h(i)包括h(1)，h(2)，h(3)，h(4)，h(5)，h(i)由根升余弦脉冲滤波函数h(t)计算得出，分别对应为h(τT)，h(2τT)，h(3τT)，h(4τT)，h(5τT)；

(3.3)当y(n)大于0时，当y(n)小于等于0时，

(3.4)令n＝n+1，若n≤N，则返回(3.2)，否则，执行步骤4。

步骤4，消除后向串行干扰。

(4.1)初始化n＝N；

(4.2)利用当前码元后面时刻的临时判决值得到消除后向串行干扰后的信号z(n)：

(4.2.1)设当前码元后面时刻码元的临时判决值为将临时判决值与对应的响应系数h(k)相乘，得到当前码元后面的第-k个码元对其产生的串行干扰值k＝-1，-2，...-5；

(4.2.2)将当前码元后面5个码元的串行干扰值相加，得到总的串行干扰值

(4.2.3)用当前码元y(n)减去总的串行干扰值得到消除后向串行干扰后的信号z(n)：

其中h为波形成型滤波器的冲激响应，对于截短长度为L＝11的波形成型滤波器，消除后向串行干扰时，其冲激响应系数h(k)包括h(-5)，h(-4)，h(-3)，h(-2)，h(-1)，h(k)由根升余弦脉冲滤波函数h(t)计算得出，分别对应为h(5τT)，h(4τT)，h(3τT)，h(2τT)，h(τT)；

(4.3)当z(n)大于0时，当z(n)小于等于0时，

(4.4)令n＝n-1，若n≥1，则返回(4.2)，否则，得出的即为接收端检测出来的原始发送信号，n＝1，2，...N。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明：

1.仿真系统参数设计

本发明的仿真使用MATLAB R2013b仿真软件，发送符号数N＝1000，滤波器滚降系数α＝0.5，FTN加速因子分别取τ＝0.8和τ＝0.9，脉冲成型滤波器截短长度L＝11，仿真次数为1000次。

2.仿真内容

仿真1，设置加速因子τ＝0.8，对随机产生的信号序列进行二进制相移键控BPSK调制，并将调制好的信号经过波形成型滤波器形成加速因子为τ的FTN传输信号后，再经AWGN信道发送到接收端，对到达接收端的信号进行匹配滤波和采样，然后对采样数据进行串行干扰消除，最后检测得到原始发送信号，得到误码率结果如图3所示。

从图3可以看出，超奈奎斯特系统中的非正交传输信号与奈奎斯特系统中的正交传输信号相比，误码性能较差，经过前后两次的串行干扰消除，提升了误码性能。

仿真2，设置加速因子τ＝0.9，对随机产生的信号序列进行二进制相移键控BPSK调制，并将调制好的信号经过波形成型滤波器形成加速因子为τ的FTN传输信号后，再经AWGN信道发送到接收端，对到达接收端的信号进行匹配滤波和采样，然后对采样数据进行串行干扰消除，最后检测得到原始发送信号，得到误码率结果如图4所示。

从图4可以看出，超奈奎斯特系统中的非正交传输信号与奈奎斯特系统中的正交传输信号相比，误码性能较差，经过前后两次的串行干扰消除，提升了误码性能。

Claims (4)

1.超奈奎斯特通信系统中的双向串行干扰消除方法，包括：

(1)在发送端，对随机产生的一串长度为N的二进制信息序列进行二进制相移键控BPSK调制，并将调制好的信号经过波形成型滤波器形成加速因子为τ的FTN传输信号s(t)后，再经AWGN信道发送到接收端；

(2)对到达接收端的信号进行匹配滤波和采样，得到采样数据x(n)，n＝1，2，...N；

(3)消除前向串行干扰：

(3.1)初始化n＝1，初始化解调信号的临时判决值 L为波形成型滤波器的截短长度；

(3.2)利用当前码元前面时刻的临时判决值，得到消除前向串行干扰后的信号：

其中为当前码元前面时刻码元的临时判决值，h为波形成型滤波器的冲激响应，对于截短长度为L的波形成型滤波器，消除前向串行干扰时，其冲激响应系数h(i)包括h(1)，...h((L-1)/2-1)，h((L-1)/2)；

(3.3)当y(n)大于0时，当y(n)小于等于0时，

(3.4)令n＝n+1，若n≤N，则返回(3.2)，否则，执行(4)；

(4)消除后向串行干扰：

(4.1)初始化n＝N；

(4.2)利用当前码元后面时刻的临时判决值，得到消除后向串行干扰后的信号：

其中为当前码元后面时刻码元的临时判决值，h为波形成型滤波器的冲激响应，对于截短长度为L的波形成型滤波器，消除后向串行干扰时，其冲激响应系数h(k)包括h(-(L-1)/2)，h(-(L-1)/2+1)，...h(-1)；

(4.3)当z(n)大于0时，当z(n)小于等于0时，

(4.4)令n＝n-1，若n≥1，则返回(4.2)，否则，得出的即为接收端检测出来的原始发送信号，n＝1，2，...N。

2.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(1)中经过波形成型滤波器形成加速因子为τ的FTN传输信号s(t)，其实现如下：

(1a)将波形成型滤波器的根升余弦脉冲滤波函数表示如下：

其中α为滤波器滚降系数，T为符号采样间隔；

(1b)对h(t)延迟nτT的时间，得到延迟后的根升余弦脉冲滤波函数h(t-nτT)，根据h(t-nτT)得到FTN传输信号s(t)的表示式如下：

其中，a[n]为待发送的调制符号，E_s为发送符号的平均功率，0＜τ＜1。

3.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(3.2)中利用当前码元前面时刻的临时判决值，得到消除前向串行干扰后的信号y(n)，其实现如下：

(1a)设当前码元前面时刻码元的临时判决值为将临时判决值与对应的响应系数h(i)相乘，得到当前码元前面的第i个码元对其产生的串行干扰值

(1b)将当前码元前面(L-1)/2个码元的串行干扰值相加，得到总的串行干扰值

(1c)用当前码元x(n)减去总的串行干扰值得到消除前向串行干扰后的信号：

4.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(4.2)中利用当前码元后面时刻的临时判决值，得到消除后向串行干扰后的信号z(n)，其实现如下：

(1a)设当前码元后面时刻码元的临时判决值为将临时判决值与对应的响应系数h(k)相乘，得到当前码元后面的第-k个码元对其产生的串行干扰值

(1b)将当前码元后面(L-1)/2个码元的串行干扰值相加，得到总的串行干扰值

(1c)用当前码元y(n)减去总的串行干扰值得到消除后向串行干扰后的信号：