CN108512796B - 基于ace算法的抑制信号峰均比方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种OFDM系统中基于星座图扩展ACE算法的抑制信号峰均比方法，主要解决现有技术出现的正交频分复用OFDM系统中的信号峰均比过高的问题。具体步骤包括：(1)调制比特流；(2)变换传输方式；(3)对并行信号进行上采样；(4)频域信号削波获得削波噪声；(5)定义星座点可扩展范围；(6)对频域信号进行星座图扩展ACE；(7)对初步扩展频域信号进行修正；(8)发送频域传输信号。本发明具有适用于高阶正交幅度调制方式的OFDM系统和实现复杂度低的优点，提高了通信系统发射机的功率利用率。

Description

基于ACE算法的抑制信号峰均比方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，更进一步涉及无线通信技术领域中的一种基于星座图扩展ACE(activeconstellation extension)算法的抑制信号峰均比方法。本发明可用于无线通信的正交频分复用OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)系统中，将该系统发送端信号星座点进行扩展，实现信号峰均功率比PAPR(Peak-to-Average PowerRatio)抑制，以避免高峰均比信号经过功率放大器时工作在非线性区间引起的信号失真和系统功率效率损失。

背景技术

在无线通信中，相较于单载波系统，具有多载波的正交频分复用OFDM系统有更高的传输效率和频谱效率，OFDM技术在无线通信领域现已被广泛运用。然而，由于 OFDM系统采用多载波调制技术，当时域上多个相位相同或相近的子载波信号叠加，将会引发信号的高峰均比PAPR问题。信号高峰均比会对通信系统无线发射机部分提出更高的线性要求，需要高成本的功率放大器以避免工作在非线性区间引起的失真和系统频谱效率与功率效率的损失。

西安电子科技大学在其申请的专利文献“联合星座扩展与预留子载波的LTE系统OFDM信号峰均比抑制方法”(申请日：2014年12月29日，申请号：201410840945.4,公开号：104468455A)中公开了一种降低OFDM系统的PAPR的ACE方法。该方法的实施步骤是：第一，将OFDM调制信号经上采样得到原始OFDM信号；第二，设置迭代参数初始值；第三，对原始OFDM信号进行限幅操作；第四，将限幅后的信号变换到频域，进行频域星座修正后，再变换到时域，接着进行最小平方估计和智能梯度映射，得到传输信号，并计算传输信号的峰均比；第五，根据迭代参数判断迭代是否结束，若结束，即获得满足系统峰均比PAPR要求的传输信号，否则，继续迭代。当OFDM 系统对信号峰均比PAPR要求较高时，信号需要经过多次迭代以获得期望的信号峰均比抑制效果。该方法存在的不足之处是：系统信号峰均比PAPR抑制过程中需要经过多次迭代，且每次迭代过程中需要运用最小平方估计方法，多次迭代和最小平方估计方法的运用均增加了系统迭代复杂度。

Zhi Zheng等人在其发表的论文“AnEfficientFPGA Design and PerformanceTestingoftheACEAlgorithmfor PAPR Reduction in DVB-T2 Systems”(IEEETransactions on Broadcasting,March 2017,Vol.63(1),pp.134-143)中提出一种基于星座扩展降低峰均比的方法。该方法的实施步骤是：第一，发射端信号处理器对输入信号进行逆快速傅里叶变换为时域信号；第二，限幅后的时域信号进行快速傅里叶变换为限幅频域信号；第三，根据设置的扩展梯度步长，对限幅后的频域信号进行星座扩展。第四，星座扩展后的频域信号内部星座点全部还原，外部星座点移动到其可扩展区域。该方法简化了迭代过程，降低了系统复杂度，在一定程度上降低了传输信号的峰均比，而且在理想状况下，没有误比特率的性能损失。该方法存在的不足之处是：随着实际运用中发射端正交幅度调制QAM(Quadrature Amplitude Modulation)阶数的增加，参与星座扩展的频域星座点占全部星座点比例降低，尤其对64QAM及以上高阶M-QAM调制 OFDM系统，信号峰均比PAPR抑制获得的增益不足。

发明内容

本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提供适用于正交频分复用OFDM系统的一种基于星座图扩展ACE算法的抑制信号峰均比方法。

实现本发明目的的具体思路是，先将正交频分复用OFDM系统发送端数字调制器输出的二进制比特流经过正交幅度调制，变换传输方式，上采样之后得到频域信号，根据频域信号星座点位置分别定义顶角频域信号可扩展范围、边界频域信号可扩展范围、内部频域信号可扩展范围，对频域信号进行星座图扩展ACE得到初步扩展频域信号，并修正初步扩展频域信号,得到修正后的频域传输信号。

本发明实现上述目的的具体步骤如下：

(1)调制比特流：

对正交频分复用OFDM系统的发送端数字调制器输出的二进制比特流，进行正交幅度调制，得到串行信号；

(2)变换传输方式：

通过串并转换器，将串行信号转换为并行信号；

(3)对并行信号进行上采样：

并行信号经过内插，得到上采样后的频域信号；

(4)频域信号削波获得削波噪声：

(4a)利用快速傅里叶逆变换IFFT公式，将上采样后的频域信号变换为时域信号；

(4b)利用限幅操作，削去时域信号中的削波噪声，得到限幅后的时域信号；

(4c)用时域信号减去限幅后的时域信号，得到时域削波噪声；

(4d)利用快速傅里叶变换FFT公式，将时域削波噪声变换为频域削波噪声；

(5)定义星座点可扩展范围：

(5a)根据各子载波的频域信号的星座点在正交频分复用OFDM符号星座图中的位置，将星座点位于星座图顶角的频域信号划分为顶角频域信号，将星座点位于星座图边界的频域信号划分为边界频域信号，将星座点位于星座图内部的频域信号划分为内部频域信号；

(5b)对顶角星座点向远离星座图中心的区域，定义为顶角频域信号可扩展范围；

(5c)对边界星座点坐标中较大值对应的坐标轴方向远离星座图中心的区域，定义为边界频域信号可扩展范围；

(5d)根据正交分复用OFDM系统收端要求的误码率设置内部星座点最大畸变量E，将复平面中距离内部星座点距离为小于等于E的区域，定义为内部频域信号可扩展范围；

(6)对频域信号进行星座图扩展ACE：

(6a)根据正交频分复用OFDM系统放大器，对信号峰值功率值的回退要求，设置扩展因子；

(6b)将频域削波噪声乘以扩展因子的积，作为频域星座图扩展ACE噪声；

(6c)将上采样后的频域信号与频域星座图扩展ACE噪声相加之和，作为初步扩展频域信号；

(7)对初步扩展频域信号进行修正：

(7a)将顶角频域信号对应的初步扩展频域信号和边界频域信号对应的初步扩展频域信号划分为外部初步扩展频域信号，将内部频域信号对应的初步扩展频域信号划分为内部初步扩展频域信号；

(7b)对内部初步扩展频域信号，保留内部初步扩展频域信号的相位不变，缩小内部初步扩展频域信号的幅度至内部频域信号可扩展范围内；

(7c)对外部初步扩展频域信号，保留外部初步扩展频域信号中扩展区域内的信号分量，用上采样后的频域信号的相应分量替换其余信号分量；

(8)发送频域传输信号：

(8a)将修正后的初步扩展频域信号，作为频域传输信号；

(8b)正交频分复用OFDM系统的发送端，发送频域传输信号。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明根据频域信号的星座点在正交频分复用OFDM符号星座图中的位置定义星座点可扩展范围，通过定义内部星座点扩展区域，克服了现有技术存在的对采用高阶正交幅度调制方式的OFDM系统信号峰均比PAPR抑制获得的增益不足的缺点，本发明提高了采用高阶正交幅度调制方式的OFDM系统信号峰均比PAPR抑制效果，能广泛应用于采用高阶正交幅度调制方式的OFDM系统。

第二，由于本发明根据正交频分复用OFDM系统放大器对信号峰值功率值的回退要求设置扩展因子，对频域信号进行星座图扩展ACE，克服了现有技术存在的时域扩展需要多次迭代的缺点，使得本发明具有系统实现复杂度低的优点。

附图说明

图1为本发明的流程图；

图2为本发明与两种现有技术峰均比抑制性能的对比图；

图3为加性高斯白噪声信道下，本发明与两种现有技术误码率性能的对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步描述。

参照附图1，对本发明的具体步骤做进一步描述。

步骤1，调制比特流。

对正交频分复用OFDM系统的发送端数字调制器输出的二进制比特流，进行正交幅度调制，得到串行信号。

所述的正交幅度调制是指，根据正交频分复用OFDM系统传输信道的质量，选择符合传输可靠性要求的正交调制阶数。拟调制的二进制比特流可选的调制阶数有16-QAM、64-QAM、256-QAM。

步骤2，变换传输方式。

通过串并转换器，将串行信号转换为并行信号。

步骤3，对并行信号进行上采样。

并行信号经过内插，得到上采样后的频域信号。

所述的内插是指，对并行传输的信号序列中间位置插入(J-1)×N个零，J表示根据正交频分复用OFDM系统采样要求选择的上采样因子，N表示子载波总数。

步骤4，频域信号削波获得削波噪声。

利用快速傅里叶逆变换IFFT公式，将上采样后的频域信号变换为时域信号。

所述快速傅里叶逆变换IFFT公式如下：

其中，x_n表示经过快速傅里叶逆变换IFFT后第n个样点的时域信号，

表示开平方操作，∑表示求和操作，X_k表示上采样后第k 个子载波的频域信号，0≤k≤J×N-1，·表示相乘操作，exp表示以自然常数e 为底的指数操作，j表示虚数单位符号，π表示圆周率，k表示子载波序号，n表示样点序号。

利用限幅操作，削去时域信号中的削波噪声，得到限幅后的时域信号。

所述的限幅操作的步骤如下：

第1步，根据正交频分复用OFDM系统放大器对信号峰值功率值回退的要求设置限幅门限值。

第2步，按照下式，削去时域信号中超过限幅门限的削波噪声，得到限幅后的时域信号：

其中，

表示对第n个样点的时域信号限幅后的时域信号，0≤n≤J×N-1，V表示限幅门限值，表示第n个样点的时域信号的相位，|| ||表示取信号幅度操作。

用时域信号减去限幅后的时域信号，得到时域削波噪声。

利用快速傅里叶变换FFT公式，将时域削波噪声变换为频域削波噪声。

所述快速傅里叶变换FFT公式如下：

其中，C_k表示经过快速傅里叶变换FFT后第k个子载波的频域削波噪声,c_n表示第n个样点的时域限幅削波噪声。

步骤5，定义星座点可扩展范围。

根据各子载波的频域信号的星座点在正交频分复用OFDM符号星座图中的位置，将星座点位于星座图顶角的频域信号划分为顶角频域信号，将星座点位于星座图边界的频域信号划分为边界频域信号，将星座点位于星座图内部的频域信号划分为内部频域信号。

对顶角星座点向远离星座图中心的区域，定义为顶角频域信号可扩展围。

对边界星座点坐标中较大值对应的坐标轴方向远离星座图中心的区域，定义为边界频域信号可扩展范围。

根据正交分复用OFDM系统收端要求的误码率设置内部星座点最大畸变量 E，将复平面中距离内部星座点距离为小于等于E的区域，定义为内部频域信号可扩展范围。

步骤6，对频域信号进行星座图扩展ACE。

根据正交频分复用OFDM系统放大器，对信号峰值功率值的回退要求，设置扩展因子。

将频域削波噪声乘以扩展因子的积，作为频域星座图扩展ACE噪声。

将上采样后的频域信号与频域星座图扩展ACE噪声相加之和，作为初步扩展频域信号。

步骤7，对初步扩展频域信号进行修正。

将顶角频域信号对应的初步扩展频域信号和边界频域信号对应的初步扩展频域信号划分为外部初步扩展频域信号，将内部频域信号对应的初步扩展频域信号划分为内部初步扩展频域信号。

对内部初步扩展频域信号，保留内部初步扩展频域信号的相位不变，缩小内部初步扩展频域信号的幅度至内部频域信号可扩展范围内。

对外部初步扩展频域信号，保留外部初步扩展频域信号中扩展区域内的信号分量，用上采样后的频域信号的相应分量替换其余信号分量。

步骤8，发送频域传输信号。

将修正后的初步扩展频域信号，作为频域传输信号。

正交频分复用OFDM系统的发送端，发送频域传输信号。

结合仿真实验对本发明的效果做进一步说明。

1.仿真条件：

本发明的仿真实验使用Matlab R2015b仿真软件，数字调制方式为64QAM正交幅度调制，子载波数N设置为1024，上采样倍数J设置为4，限幅门限V设置为12，内部星座点最大畸变量E设置为0.1，扩展因子G设置为4。传统凸集映射POCS星座图扩展方法的迭代次数为3，传统智能梯度映射SGP星座图扩展方法的迭代次数为1。

2.仿真内容及其结果分析：

图2为本发明提出方法与两种现有星座图扩展技术(智能梯度映射SGP星座图扩展技术和凸集映射POCS星座图扩展技术)，分别对原始正交频分复用OFDM系统发射端的信号进行处理，得到的峰均比抑制性能的对比图。图2中的横轴表示正交频分复用OFDM系统信号峰均比门限值，单位dB。图2中的纵轴表示互补累计分布函数。图2 中以方块标示的曲线，表示采用本发明方法对正交频分复用OFDM系统发射端的信号进行处理后的峰均比性能曲线。图2中以圆圈标示的曲线，表示采用现有技术智能梯度映射SGP星座图扩展方法，对正交频分复用OFDM系统发射端的信号进行处理后的峰均比性能曲线。图2中以三角标示的曲线，表示采用现有技术凸集映射POCS星座图扩展方法，对正交频分复用OFDM系统发射端的信号进行处理后的峰均比性能曲线。图2中以星号标示的曲线，表示不经过星座图扩展的正交频分复用OFDM系统发射端信号峰均比性能曲线。

由图2的仿真结果图可见，本发明在互补累计分布函数值为10^-3时，与正交频分复用OFDM信号相比，有将近4.2dB的峰均比增益，与现有技术的凸集映射POCS星座图扩展方法相比，有将近3.5dB的峰均比增益，与现有技术的智能梯度映射SGP星座图扩展方法相比，有将近1dB的峰均比增益，由此可见，本发明能够显著地降低正交频分复用OFDM系统传输信号的峰均比。

图3为本发明提出方法与两种现有星座图扩展技术(智能梯度映射SGP星座图扩展技术和凸集映射POCS星座图扩展技术)，分别对原始正交频分复用OFDM系统发射端的信号进行处理后经过加性白噪声信道后，接收端信号的误比特率对比图。图3中的横轴表示信噪比，单位dB。图3中的纵轴表示接收端信号的误比特率。图3中以方块标示的曲线，表示采用本发明方法的接收端信号的误比特率性能曲线。图3中以圆圈标示的曲线，表示采用现有技术智能梯度映射SGP星座图扩展方法的接收端的信号的误比特率性能曲线。图3中以三角标示的曲线，表示采用现有技术凸集映射POCS星座图扩展方法的接收端的信号的误比特率性能曲线。图3中以星号标示的曲线，表示不经过星座图扩展的正交频分复用OFDM系统接收端信号的误比特率性能曲线。

由图3的仿真结果图可见，本发明在误比特率为10^-4时，与现有技术的凸集映射POCS星座图扩展方法相比，有将近0.1dB的损失，与现有技术的智能梯度映射SGP星座图扩展方法相比，有将近1.5dB的增益，由此可见，本发明与现有技术的星座图扩展方法相比，能够在对正交频分复用OFDM系统传输信号误码率恶化不严重的条件下，显著地降低传输信号的峰均比。

Claims (5)

1.一种基于星座图扩展ACE算法的抑制信号峰均比方法，其特征在于，在正交频分复用OFDM系统中的发送端，根据频域信号星座点位置定义分别定义顶角频域信号可扩展区域、边界频域信号可扩展区域、内部频域信号可扩展范围，对频域信号进行星座图扩展ACE并修正初步扩展频域信号，该方法的具体步骤包括如下：

(1)调制比特流：

对正交频分复用OFDM系统的发送端数字调制器输出的二进制比特流，进行正交幅度调制，得到串行信号；

(2)变换传输方式：

通过串并转换器，将串行信号转换为并行信号；

(3)对并行信号进行上采样：

并行信号经过内插，得到上采样后的频域信号；

(4)频域信号削波获得削波噪声：

(4a)利用快速傅里叶逆变换IFFT公式，将上采样后的频域信号变换为时域信号；

(4b)利用下述限幅操作，削去时域信号中的削波噪声，得到限幅后的时域信号；

第一步，根据正交频分复用OFDM系统放大器对信号峰值功率值回退的要求设置限幅门限值；

第二步，按照下式，削去时域信号中超过限幅门限的削波噪声，得到限幅后的时域信号：

其中，

表示对第n个样点的时域信号限幅后的时域信号，0≤n≤J×N-1，V表示限幅门限值，表示第n个样点的时域信号的相位，|| ||表示取信号幅度操作；

(4c)用时域信号减去限幅后的时域信号，得到时域削波噪声；

(4d)利用快速傅里叶变换FFT公式，将时域削波噪声变换为频域削波噪声；

(5)定义星座点可扩展范围：

(5a)根据各子载波的频域信号的星座点在正交频分复用OFDM符号星座图中的位置，将星座点位于星座图顶角的频域信号划分为顶角频域信号，将星座点位于星座图边界的频域信号划分为边界频域信号，将星座点位于星座图内部的频域信号划分为内部频域信号；

(5b)对顶角星座点向远离星座图中心的区域，定义为顶角频域信号可扩展范围；

(5c)对边界星座点坐标中较大值对应的坐标轴方向远离星座图中心的区域，定义为边界频域信号可扩展范围；

(5d)根据正交分复用OFDM系统收端要求的误码率设置内部星座点最大畸变量E，将复平面中距离内部星座点距离为小于等于E的区域，定义为内部频域信号可扩展范围；

(6)对频域信号进行星座图扩展ACE：

(6a)根据正交频分复用OFDM系统放大器，对信号峰值功率值的回退要求，设置扩展因子；

(6b)将频域削波噪声乘以扩展因子的积，作为频域星座图扩展ACE噪声；

(6c)将上采样后的频域信号与频域星座图扩展ACE噪声相加之和，作为初步扩展频域信号；

(7)对初步扩展频域信号进行修正：

(7a)将顶角频域信号对应的初步扩展频域信号和边界频域信号对应的初步扩展频域信号划分为外部初步扩展频域信号，将内部频域信号对应的初步扩展频域信号划分为内部初步扩展频域信号；

(7b)对内部初步扩展频域信号，保留内部初步扩展频域信号的相位不变，缩小内部初步扩展频域信号的幅度至内部频域信号可扩展范围内；

(7c)对外部初步扩展频域信号，保留外部初步扩展频域信号中扩展区域内的信号分量，用上采样后的频域信号的相应分量替换其余信号分量；

(8)发送频域传输信号：

(8a)将修正后的初步扩展频域信号，作为频域传输信号；

(8b)正交频分复用OFDM系统的发送端，发送频域传输信号。

2.根据权利要求1所述的基于星座图扩展ACE算法的抑制信号峰均比方法，其特征在于：步骤(1)中所述的正交幅度调制是指，根据正交频分复用OFDM系统传输信道的质量，选择符合传输可靠性要求的正交调制阶数。

3.根据权利要求1所述的基于星座图扩展ACE算法的抑制信号峰均比方法，其特征在于：步骤(3)中所述的内插是指，对并行传输的信号序列中间位置插入(J-1)×N个零，J表示根据正交频分复用OFDM系统采样要求选择的上采样因子，N表示子载波总数。

4.根据权利要求1所述的基于星座图扩展ACE算法的抑制信号峰均比方法，其特征在于：步骤(4a)中所述快速傅里叶逆变换IFFT公式如下：

其中，x_n表示经过快速傅里叶逆变换IFFT后第n个样点的时域信号，0≤n≤J×N-1，表示开平方操作，∑表示求和操作，X_k表示上采样后第k个子载波的频域信号，0≤k≤J×N-1，·表示相乘操作，exp表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数单位符号，π表示圆周率，k表示子载波序号，n表示样点序号。

5.根据权利要求1所述的基于星座图扩展ACE算法的抑制信号峰均比方法，其特征在于：步骤(4d)中所述快速傅里叶变换FFT公式如下：

其中，C_k表示经过快速傅里叶变换FFT后第k个子载波的频域削波噪声,c_n表示第n个样点的时域限幅削波噪声。

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