CN1085018C - 码分多路存取系统的基台接收设备及其信号接收方法 - Google Patents

Abstract

一种CDMA系统的基台接收设备及其接收方法。伪噪声码产生装置产生对应于多个信道的每个接收级的伪噪声码。解调器与伪噪声码同步地把一个接收信号依次解调成该接收级的基带数据。重新调制器与一个延迟的伪噪声码同步地把该基带数据重新调制成与每个移动台对应的一个信道的信号。

Description

码分多路存取系统的基台接收设备及其信号接收方法

本发明涉及蜂窝式系统的基台接收设备，具体来说，涉及一种直接顺序/码分多路存取(DS/CDMA)系统的基台接收设备及其信号接收方法。

使用DS/CDMA的蜂窝式系统具有如图1所示的从基台101连接到移动台102-105的下行线路通道106-109，和从移动台102-105连接到基台101的上行线路通道110-113。

在DS/CDMA蜂窝式系统中，除下行线路连接外，上行线路连接也遇到了麻烦。图2示意地表示出在DS/CDMA的上行线路中移动台的发射机的结构。如果期望有n个移动台向基台发射数据，则要通过移动台的相应信道的伪噪声码P1(t)-Pn(t)在扩展器213-216中扩展基带数据信号d1(t)-dn(t)。伪噪声码P1(t)-Pn(t)是在DS/CDMA系统中确定每个信道的重要因素，并且这些伪噪声码一般是由基台规定的。

由扩展器213-216产生的扩展信号在低通滤波器217-220中低通滤波，并分别在混频器225-228中与载波fc混合，该载波频率fc与载波发生器221-224产生的频率相同。混合信号分别通过带通滤波器229-232和放大器233-236，并分别经天线237-240传播到自由空间。在上行线路连接中，基台接收移动台发射的信号，并且最后要解调基带数据信号d1(t)-dn(t)。

图3表示在上行线路连接中的基台的部分接收机结构，其中直至将接收的信号转换成数字信号时为止。

基台经天线301接收每个移动台发射的信号。接收的信号通过低噪声放大器302和带通滤波器303。通过带通滤波器303的载波频带信号在混频器305中与射频发生器304产生的射频f_RF混合，并进一步通过带通滤波器306，产生中间频带的一个信号。如果，载波频率为f_c，射频为f_RF，中间频率为f_IF，则有f_C＝f_RF+f_IF。

基台的接收机结构取决于后方终端的信号处理器如何处理中间频带的信号。方框307代表中间频带的信号处理器。方框308和309代表基带(扩展信号频带)的信号处理器。

在中间频带信号处理器307中，通过模拟-数字转换器307将带通滤波器306的输出转换成数字信号r1(t)。用信号r1(t)来实现反向扩展的信号处理、初始同步、同步跟踪、及基带解调、等等。

在扩展信号频带的信号处理器308中，将带通滤波器306的输出在混频器313中与中间频率产生器312产生的中间频率f_IF混合。通过低能滤波器314和模拟-数字转换器315将混合的信号转换成数字信号r2(t)。用信号r2(t)来实现反向扩展的信号处理、初始同步、同步跟踪、及基带数据解调，如此等等。

在扩展信号频带的信号处理器309中，将中间频率产生器317产生的中间频率f_IF在混频器319中与一个基准伪噪声码(PNC)混合。该混合信号在混频器320中与带通滤波器360的输出进一步混合。通过低通滤波器321和模拟-数字转换器322将混频器320的输出转换成数字信号r3(t)。接收机的后方终端使用信号r3(t)进行信号处理，以解调基带数据。

不管在带通滤波器306之后的被处理的信号是中间频带的信号r1(t)，还是扩展信号频带的信号r2(t)或r3(t)，基台的接收器都要使用这些信号解调对应于n个移动台的基带数据信号。

为此，在图4中表示出通过图3的信号r1(t)、r2(t)、或r3(t)解调每个移动台的基带数据的一个通用的结构。参照图4，r(t)代表图3的r1(t)、r2(t)、或r3(t)，并且同时加到与n个移动台对应的每个信道的信号处理器402-404上，以解调n个移动台的基带数据信号。每个信道的信号处理器402-406具有相同的结构和操作，只是所产生的伪噪声码不同。

在解调n个信道的n个数据信号的操作中，将混合了n个移动台的信号的信号r(t)加到n个信道的信号处理器402-404的解调器405-407上。解调器405-407使用每个信道的伪噪声码产生器411-413输出的伪噪声码420-422进行信号处理。

相应的解调器405-407包括：反向扩展器、初始同步器、同步跟踪器、和基带数据解调器。反向扩展器把扩展频带的信号降低为基带信号。初始同步器调节一个芯片中的出自混合信号r(t)的信号所在信道的信号分量和基准伪噪声码之间的码同步。一旦建立了初始同步，同步跟踪器就继续维持在一个芯片中的信号所在信道的信号分量和基准伪噪声码之间的码同步。通过同步控制器408-410监视每个解调器的反向扩展器、初始同步器、和同步跟踪器的操作结果414-416。同步控制器408-410产生控制信号417-419，以控制伪噪声码产生器411-413的时钟。于是，产生了其产生速度受到控制的伪噪声码。

如果在解调器中通过反向扩展器和初始同步器建立了初始同步，解调器405-407就开始解调基带数据信号DATA1，DATA2，和DATAn，并且同步跟踪器开始维持码同步的操作。反向扩展、初始同步、同步跟踪、和基带数据调制的操作一直继续到完成一个信道的一次呼叫时为止。

至此，通过图1-图4简要描述的DS/CDMA系统比频分多路存取(FDMA)蜂窝式系统成时分多路存取(TDMA)蜂窝式系统都更加优越。为了保证DS/CDMA系统具有高性能，在设计时就应特别小心在意。具体而论，需要精确的功率控制以克服由远端-近端效应引起的问题。远端-近端效应除了在下行线路连接中外，在上行线路连接中也要产生严重的问题。因此应该确定多个移动台的输出功率。

但功率控制要求有极其困难的技术，并且给网络操作增加了负担。如果不构成精确的功率控制系统，在移动台和基台之间的多路存取就要遭到破坏，移动通讯就要停止操作。

虽然DS/CDMA的信道容量比FDMA和TDMA高得多，但不可能增加到理想的数目。这是因为，虽然精确地进行了功率控制，如果信道数目加大，增多的信道就要作为一个干扰源作用在邻近的信道上。即，在CDMA系统中，由于在信道之间存在干扰，所以不可能将信道的数目增加到期望的数量。此外，如果在允许的信道容量内增加信道数目，由于干扰也随之加大，所以在接收机终端解调基带数据的误差也要增大。

因此，本发明的一个目的是提供一种CDMA系统的基台接收设备，它通过每个移动台的一个相应的信道可很容易地再生数据，和从多个移动台传送的数据的功率值无关。

本发明的另一个目的是提供一种CDMA系统的基台接收设备，它能排除从多个移动台传送来的数据信号之间的干扰。

本发明的第三个目的是提供一种CDMA系统的基台接收设备，它能适应从移动台传送来的增大的数据容量。

本发明的第四个目的是提供一种CDMA系统的基台接收设备，它能很容易地再生每个移动台的数据，和从多个移动台传送来的数据的功率值无关，并且能排除多个数据信号之间的干扰。

按照本发明的一个方面，一种CDMA系统的基台接收设备包括：一个伪噪声码产生器，用于产生对应于多个信道的每个接收级的伪噪声码；一个解调器，与伪噪声码同步地依次将该接收级的接收信号解调成基带数据；以及一个重新调制器，与一个延迟的伪噪声码同步地将基带数据重新调制成与每个移动台相对应的一个信道的信号。

按照本发明的另一方面，一种用于CDMA系统的基台接收设备的信号接收方法包括如下步骤：与对应于多个信道的每个接收级的伪噪声码同步地将接收信号依次解调成基带数据；通过用基带数据去乘一个延迟的伪噪声码将基带数据重新调制成和每个移动台对应的一个信道的信号；以及排除由重新调制步骤产生的相应信道的信号与其它信道的交互关联作用引起的干扰分量。

图1表示通用的DS/CDMA蜂窝式系统的上行线路/下行线路的信道结构；

图2表示通用的DS/CDMA蜂窝式系统的上行线路连结中的移动台的发射机结构；

图3表示常规的DS/CDMA蜂窝式系统的上行线路连接中的基台的部分接收机结构；

图4表示常规DS/CDMA系统的移动台的接收机结构；

图5表示按本发明的DS/CDMA系统的基台的接收机结构；以及

图6是图5所示的重新调制器的较详细的电路图。

参照图5，一个DS/CDMA蜂窝式系统的基台接收机具有n个信道，用于提取n个移动台的发射数据，接收信号r(t)可以是中间频带的信号，或者是扩展信号频带的信号。用下式表示的任何速率送到基台的移动台的混合信号r(t)： $m1\left(t\right)=\sqrt{p1\left(t\right)}d1\left(t\right)C1\left(t\right)---\left(1\right)$ $m2\left(t\right)=\sqrt{p2\left(t\right)}d2\left(t\right)C2\left(t\right)---\left(2\right)$ $\mathrm{mi}\left(t\right)=\sqrt{\mathrm{pi}\left(t\right)}\mathrm{di}\left(t\right)\mathrm{Ci}\left(t\right)---\left(3\right)$ $\mathrm{mn}\left(t\right)=\sqrt{\mathrm{pn}\left(t\right)}\mathrm{dn}\left(t\right)\mathrm{Cn}\left(t\right)---\left(4\right)$ $r\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{mi}\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{pi}\left(t\right)}\mathrm{di}\left(t\right)\mathrm{Ci}\left(t\right)---\left(5\right)$

其中：mi(t)是第i个移动台的信号， 是第i个移动台的信号强度，di(t)是第i个移动台的基带数据，i(t)是第i个移动台的伪噪声码。

容纳n个信道的基台有n个接收机，解调n个信道的数据信号524-526。每个接收机有n级接收装置和(n-1)级干扰排除器。

例如，第一信道的接收机502有n级接收装置506、512、和521，崐以及(n-1)级干扰排除器509、515、和518。第二信道的接收机503有n级接收装置507、513、和522，以及(n-1)级干扰排除器510、516、和519。第n信道504有n级接收装置508、514、和523，以及(n-1)级干扰排除器511、517、和520。

n个信道的接收机502-504的每个接收装置实现和接收机402-404相同的操作，只有n点不同。第一级接收装置506-508具有相同的结构，并且完成和第(n-1)级接收装置相同的操作。第n级接收装置521-523的操作类似于第一级至第(n-1)级接收装置的操作。每个信道的干扰排除器509-511、515-517、和518-520排除除了出自经延迟器527、529延迟的混合信号528、530、531的信号所在信道的信号分量之外的所有信道的信号分量。

每个接收装置具有：解调器、重新调制器、同步控制器、伪噪声码产生器、延迟器、和开关部分。为了对接收装置进行所在的信道和所在级的分类，在以下描述中使用表示第i信道和第k接收装置的符号[CHi-Dk]。例如，解调器[CHi-Dk]意指在第i信道和第k接收装置中的一个解调器。

另一方面，第i信道的n个接收装置具有相应的伪噪声码产生器，第k伪噪声码产生器[CHi-Dk]所产生的伪噪声码的相位比第(k-1)伪噪声码产生器[CHi-D(k+1)]所产生的码的相位超前了一个处理增益。例如，第一信道502的第一接收装置506的伪噪声码产生器[CH1-D1]产生的伪噪声码的相位比第一信道502的第二接收装置512的伪噪声码产生器[CH1-D2]的码的相位超前了该处理增益。第n接收装置的伪噪声码产生器[CH1-Dn]产生的伪噪声码的相位比第(n-1)接收装置的伪噪声码产生器[CH1-D(n-1)]的码的相位落后了该处理增益。

在第一信道的第一接收装置506的操作中，将混合信号r(t)提供给解调器536。解调器536使用混合信号r(t)和伪噪声码产生器548产生的基准伪噪声码549来实现信号处理。

解调器[CH1-D1]536具有：反向扩展器、初始同步器、同步跟踪器、和基带数据解调器。反向扩展器将扩展频带的信号降为基带信号。初始同步器调节一个芯片内的出自混合信号r(t)的第一信道的信号分量和由伪噪声码产生器[CH1-D1]548产生的基准伪噪声码549之间的码同步。一旦建立码同步，同步跟踪器就继续维持一个芯片内的码同步，并且更加准确的调节码同步。一旦通过初始同步器建立初始同步，在解调器536中的基带数据解调器就开始进行基带数据解调。

同步控制器[CH1-D1]543监视解调器[CH1-D1]536的反向扩展器、初始同步器、和同步跟踪器的操作结果，并且通过控制伪噪声码产生器548的时钟来控制基准伪噪声码549的产生速率。

将两个信号加到伪噪声码产生器[CH1-D1]548。其中的一个信号561来自同步控制器[CH1-D1]559，信号561的作用如以下所述：

如果建立了第一信道的第二接收机512的初始同步，则同步控制器[CH1-D2]559要产生信号561来操作伪噪声码产生器[CH1-D1]548。设定伪噪声码产生器[CH1-D1]548的一个初始值，以使伪噪声码产生器[CH1-D1]548产生的伪噪声码549的相位比伪噪声码产生器[CH1-D2]565产生的伪噪声码566超前该处理增益。一旦伪噪声码产生器[CH1-D1]548由伪噪声码产生器[CH1-D2]565和同步控制器[CH1-D2]559激励，则伪噪声码产生器[CH1-D1]548就妥受同步控制器[CH1-D1]543的控制。如果没有建立第一信道的第二接收机512的同步，则同步控制器[CH1-D2]559就要送出这种情况，并停止第一接收机506的操作。

如果建立了第一信道502的第一接收装置506的初始同步，则解调器[CH1-D1]536解调基带数据。将解调的数据乘以由内部匹配的滤波器或由解调器[CH1-D1]538产生的一个关联值(在混合信号r(t)和基准伪噪声码549之间的关联值)，并且相对于要加到解调器[CH1-D1]538的处理增益归一化。重新调制器[CH1-D1]538重新调制或重新扩展由伪噪声码产生器[CH1-D1]548产生的伪噪声码549。

延迟器[CH1-D1]546将伪噪声码产生器[CH1-D1]548产生的伪噪声码549延迟了该处理增益，该延迟时间对应于解调器[CH1-D1]536的交互关联间隔。将经过延迟的伪噪声码549提供给重新调制器[CH1-D1]538，并且乘以信号537。最终得到的信号就是对应于出自混合信号r(t)的第一信道502的信号分量的再生信号539。

开关部分[CH1-D1]540产生该再生信号，当该开关部分接通时该再生信号是信号541，当该开关部分断开时该再生信号为“0”。若接通开关部分[CH1-D1]540，应满足两个条件：应建立第一信道502的第二接收装置512的码同步；第二，应建立第一信道502的第一接收装置506的码同步。

在图6中，示意表示出第一信道502的第一接收装置506的重新调制和开关操作。

参照图6，该信号r(t)与图5的信号r(t)相同。信号r(t)在混频器603中与伪噪声码产生器602的输出混合。混合的信号提供给关联检测器605并进行积分。于是，获得信道之间的关联。在时间T通过开关606阻无该积分的输出，并在方框607中对时间T归一化该积分的输出。该归一化的输出在混频器609中乘以解调的数据RD。混频器609的输出在混频器610中乘以通过延迟器604延迟并经扩展的伪噪声码。混频器610输出的经过扩展的信号是代表出自信号r(t)的信号所在频道的扩展信号的信号，这个信号是在开关614接通时作为信号615产生的。当信号611和612全都是逻辑“高”时，开关614接通。如果接收装置码同步，则信号611和612为逻辑“高”，并分别对应于图5的信号544和560。

第一信道502的第一接收装置506具有和所有信道502-504的所有接收装置506-508，512-514、和521-523相同的结构和操作，只是所有信道502-504的第n接收装置521-523没有延迟器[CH1-D1]-[CHn-Dn]和开关部分[CH1-Dn]-[CHn-Dn]。

在第一信道502的整个操作中，由第一接收装置506的开关部分[CH1-D1]540产生的信号预期是只代表出自混合信号r(t)的第一信道502的信号的一个信号。如果接收装置506的码同步正确，由于预期的再生信号正确，所以接通开关部分[CH1-D1]540，并且产生第一信道502的再生信号541。如果接收装置506的码同步不正确，则开关部分[CH1-D1]540断开，产生“0”。

由n个信道502-504的第一接收装置506、507、和508的开关部分540、582、和584产生的信号传递到总线533。假定：所有信道的接收装置506-508全都码同步，并且这些信道的数据全都得到很好的解调，则传递到总线533的信号就是预期由接收信号r(t)再生的信号541，583，和585。

当从经延迟器527延迟了处理增益的信号528中减去除第一信道外的信道的再生信号583和585时，只获得第一信道的信号分量。干扰排除器509-511和515-520排除出自信号r(t)的信号所在信道的信号以外的其它信号分量。如果所有信道502-504的第一接收装置506-508都是码同步的，并且信号所在信道的再生信号541、583、和585都经过良好的再生，则干扰排除器509从信号528中减去一个信号550，以产生一个信号551。信号550是除第一信道502的接收装置506产生的再生信号541以外的信道503和504的再生信号。因此，信号551是除了出自混合信号r(t)的其它信道的信号分量外的第一信道502的信号分量。

为了更好地理解以上的描述，现在通过数字表达式来给出这些处理的信号。方程(1)-(5)表示来自每个移动台的接收信号r(t)。如果该接收的信号延迟了时间“T”，则信号528由下式给出 $r=(t-T)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{mi}(t-T)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{Pi}(t-T)}\mathrm{di}(t-T)\mathrm{Ci}-(t-T)--\left(6\right)$

假定：第i信道的第S接收装置的基准伪噪声码和接收信号r(t)之间的相互关系为Rir(τ)，并且第i信道的第S接收装置的基准伪噪声码和出自接收信号r(t)的第j信道的信号分量之间的关系为R_ij(τ)，则由下式给出第一接收装置的相互关联： $R^1\mathrm{ir}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{T}\underset{i=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ci}(t+\mathrm{\τ})t\left(t\right)---\left(7\right)$ $R^1\mathrm{ij}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{T}\underset{i=0}{\overset{T-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ci}(t+\mathrm{\τ})\sqrt{\mathrm{pj}\left(t\right)}\mathrm{dj}\left(t\right)\mathrm{Cj}\left(t\right)---\left(8\right)$

分别由下式给出分别由解调器[CH1-D1]536和重新调制器[CH1-D1]538产生的信号537和539： $R^{1}11\left(\mathrm{\τ}\right)+\underset{j=2}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^{1}1j\left(\mathrm{\τ}\right)---\left(9\right)$ $R^{1}11\left(\mathrm{\τ}\right)C1(t-T+\mathrm{\τ})+\underset{j=2}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^{1}1j\left(\mathrm{\τ}\right)C1(t-T+\mathrm{\τ})---\left(10\right)$

如果码同步正确，由于τ＝0，并且开关部分[CH1-D1]540接通，则由下述方程(11)给出由第一信道502的第一接收装置506产生的信号541。当该信号对n个信道展开时，可获得下述方程(12)、(13)、和(14)： $R^{1}11\left(0\right)C1(t-T)+\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^{1}1j\left(0\right)C1(t-T),j\≠1----\left(11\right)$ $R^{1}22\left(0\right)C2(t-T)+\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^{1}2j\left(0\right)C2(t-T),j\≠2----\left(12\right)$ $R^1\mathrm{ii}\left(0\right)\mathrm{Ci}(t-T)+\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^1\mathrm{ij}\left(0\right)\mathrm{Ci}(t-T),j\≠i----\left(13\right)$ $R^1\mathrm{nv}\left(0\right)\mathrm{Cn}(t-T)+\underset{j1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^i\mathrm{nj}\left(0\right)\mathrm{Cn}(t-T),j\≠n----\left(14\right)$

方程(11)表示由开关部分[CH1-D1]540产生的再生信号541，方程(12)表示由开关部分[CH2-D1]582产生的再生信号583，方程(13)表示由第i信道的第一接受装置的开关部分[CHi-D1]产生的再生信号，方程(14)表示由开关部分[CHn-D1]584产生的再生信号。可用下述方程代表由第i信道的第一接收装置的开关部分[CHi-D1]产生的再生信号： $R^1\mathrm{ii}\left(0\right)\mathrm{Ci}(t-T)+\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^1\mathrm{ij}\left(0\right)\mathrm{Ci}(t-T)$ $=\sqrt{\mathrm{pi}}\mathrm{di}1\mathrm{Ci}(t-T)+\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^1\mathrm{ij}\left(0\right)\mathrm{Ci}(t-T)----\left(15\right)$ 其中：

并且，d_i1是第i信道的第一接收装置的解调数据。

由干扰排除器509产生的信号551为：信号551＝信号528-信号550 $-\underset{i=2}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1,j\≠1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^1\mathrm{ij}\left(0\right)\mathrm{Ci}(t-T)----\left(16\right)$ 如果

在t＝T期间是常数，则使用下方方程(17)，如果d₁₁正确解调了第i信道的基带数据，则使用下述方程(18)： $\sqrt{\mathrm{pi}}=\sqrt{\mathrm{pi}\left(t\right)},t=\mathrm{0,1},\·\·\·\·\·\·,T-1----\left(17\right)$

di1＝di(t)，t＝0，1，……，T-1……………………(18)

当考虑到方程(17)和(18)时，则由下式给出方程(16)的信号551： $\sqrt{p1(t-T)}d1-(t-T)C1(t-T)-\underset{i=2}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1,j\≠1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}^1\mathrm{ij}\left(0\right)\mathrm{Ci}(t-T)----\left(19\right)$

由下式给出其中延迟了由方程(5)表示的信号r(t)的信号528：r(t-T)＝ $\sqrt{p1(t-T)}d1(t-T)C1(t-T)+\underset{i=2}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{pi}(t-T)}\mathrm{di}(t-T)\mathrm{Ci}(t-T)----\left(20\right)$

在第一信道中，方程(19)和(20)的第二项起干扰的作用。由方程(19)和(20)可以看出，通过了干扰排出器509的信号551和没有通过干扰排除器509的信号528相比，干扰明显地降低了。

如果送到基台的由下述方程(21)表示的每个移动台的信号强度彼此相似，则方程(19)的第二项变成可忽略不计的很小的数值。因此，第一信道502的第二接收装置512将仅使用它所在信道的信号分量完成反向扩展、初始同步、同步跟踪、和基带数据调制，并且操作得以稳定。

P1(t)P2(t)………Pn(t)………………(21)

但，如果基台收到的每个移动台的信号强度差别很大，即

P1(t)＜P2(t)＜…＜Pn(t)……………………(22)

并且，如果由于较大信号强度的信道信号的作用使较小信号强度的信道信号不能维持码同步，则只有接收功率最大的信号的第n接收装置508才能维持码同步，其它的接收装置507和508由于它们的开关部分断开则要产生“0”。因此，在方程(22)的条件下，每个信道的第一开关部分[CHi-D1]的输出为：

其中， $(t-T)=\underset{j=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}^1\mathrm{nj}\left(0\right)\mathrm{Cn}(t-T),j\≠n$

因此，仅从干扰排除器509和510排除第n信道分量。在第二接收装置512-514中，由于第n和第(n-1)接收装置建立了码同步，因此开关部分[CHi-D2]的输出为： $\sqrt{\mathrm{Pn}}\mathrm{dn}2\mathrm{Cn}(t-2T)+\mathrm{Pnj}(t-2T),\mathrm{ifi}=n$ $\sqrt{P(n-1)}d(n-1)2C(n-1)(t-2T)+P(n-1)j(t-2T),$

        j≠n，n-1ifi＝n-10               otherwise其中：          ………………………(24)p(n-1)j(t-2T) $=\underset{j=1}{\overset{n-2}{\mathrm{\Σ}}}{R}^2(n-1)j\left(0\right)C(n-1)(t-2T)+\mathrm{\β}(n-1)j(t-2T)---\left(25\right)$ $\mathrm{\β}(n-1)j(t-2T)=\underset{t=T}{\overset{2T-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Rnj}(t-T)C(n-1)(t-T)---\left(26\right)$

上述方程(23)、(24)、和(26)随着每个信道的接收装置的级的增加而减小或消失。这就是说，随着每个信道的接收装置的级的增大，所有的信道全建立了同步，并且再生信号调谐良好。在最后一级接收装置中，只准确再生了几乎纯是其所在信道的信号分量。

下式给出由第(n-1)干扰排除器产生的并提供给第i信道的第n接收装置的信号： $\sqrt{\mathrm{Pi}(t-(n-1)T)}\mathrm{di}(t-(n-1)T)\mathrm{Ci}(t-(n-1)T)-\mathrm{Pi}1(t-(n-1)T),i\≠1----\left(27\right)$

在上述方程(27)中，第一项是其所在的第i信道的信号分量，第二项是在出自混合信号r(t)的第一信道的信号分量和第i信道的基准伪噪声码之间的校正项。在方程(22)的条件下，当通过(n-1)个级的接收装置时，形成排除了除第一信道之外的所有信道分量的再生信号。因此，方程(27)仅有它所在信道的信号分量，它比原始接收信号r(t)更适合于码同步和数据解调。

当第一信道的第n接收装置521在方程(22)的条件下产生由方程(27)指定的信号时，由于方程(27)的第二项和第一项相比相当地小，所以接收装置521的解调器[CH1-Dn]524能通过反向扩展、初始同步、和同步跟踪很好地建立起码同步。因此，对解调器524来说，解调了和第一信道对应的移动台发射的数据。

应当注意，以上所述可应用到所有的信道以及第一信道。方程(22)的条件是每个移动台的信号强度全都不同的最坏情况。如果使用图5所示的本发明的解调/重新调制系统，当信号抵达第n接收装置时，可以提取所收到的信号强度即使是最小的移动台信号。此外，如果使用本发明的解调/重新调制系统，即使在方程(22)和下述方程(28)或(29)的条件下，和具有常规的接收机结构的DS/CDMA系统相比，也能很容易地实现功率控制。因此可更多地增加DS/CDMA蜂窝式系统的信道容量。

pi≥pj，i≠j……………………………(28)

pi＞pj，i≠j……………………………(29)

在DS/CDMA蜂窝式系统中，在不实现如图5所示的n级解调/重新调制系统的情况下可以改变基台的接收机结构。例如，即使使用2级或3级的接收装置结构，也可改善性能。实际上，当检验2级信道的接收机结构时，不管移动台的信号强度是相似还是不同，本发明的DS/CDMA蜂窝式系统的基台的接收机结构的性能都得到了改善。

在应用本发明的解调/重新调制系统的CDMA系统中，基台的接收机依次完成解调、重新调制、和排除其它信道的信号分量，从而可提取所有移动台的信号分量。即使每个移动台传送的功能彼此不同，也能很容易地实现功率控制。可以克服信道增加时干扰也加大所引起的性能下降这-CDMA系统的缺点，并且可适应许多信道。

Claims (10)

1.一种码分多路存取系统的基台接收设备，用于从混合了多个移动台发射的信号的接收信号中提取对应于每个移动台的一个信道的信号，所说接收机包括：

伪噪声码产生装置，用于产生对应于多个信道的每个接收级的伪噪声码；

解调装置，用于和所说伪噪声码同步地依次把所说接收信号解调成所说接收级的基带数据；以及

重新调制装置，用于和延迟的伪噪声码同步地把所说基带数据重新调制成与每个移动台对应的一个信道的信号。

2.如权利要求1的接收设备，还包括信道干扰信号排除装置，它连接在所说重新调制装置和所说解调装置之间，用于从所说重新调制装置产生的一个相应信道的信号中排除其它信道的信号。

3.如权利要求1的接收设备，还包括开关装置，用于把一个规定信道的接收级的重新调制装置产生的信号提供给所说信道的下一个接收级的解调装置。

4.如权利要求1的接收设备，还包括同步信号产生装置，用于当所说接收信号与所说伪噪声码同步时产生一个同步信号。

5.如权利要求4的接收设备，其中由所说同步信号产生装置产生的所说同步信号控制所说伪噪声码产生装置的伪噪声码产生速度。

6.如权利要求5的接收设备，其中：一个规定的接收级的所说伪噪声码产生装置响应于下一个接收级的同步信号产生装置产生的同步信号而进行操作。

7.如权利要求3或6的接收设备，其中一个规定的接收级的开关装置响应于该所说接收级的同步信号产生装置产生的同步信号、和下一个接收级的同步信号产生装置产生的同步信号而进行操作。

8.如权利要求6的接收设备，其中的一个规定的接收级的伪噪声码产生装置响应于该所说接收级的同步信号产生装置产生的同步信号、和下一个接收级的同步信号产生装置产生的同步信号而进行操作。

9.如权利要求2的接收设备，其中所说信道干扰信号排除装置从所说信号中扣除其它信道的信号，只保留从所说重新调制装置产生的一个相应信道的信号。

10.一种用于码分多路存取系统的基台接收设备的信号接收方法，所说接收设备从混合了多个移动台发射的信号的接收信号中提取对应于每个移动台的一个信道的信号，所说方法包括如下步骤：

与对应于多个信道的每个接收级的伪噪声码同步地依次把所说接收信号解调成基带数据；

通过用所说基带数据乘一个延迟的伪噪声码把所说基带数据重新调制成对应于每个移动台的一个信道的信号；以及

从所说重新调制步骤产生的一个相应信道的信号中排除由其它信道的交互关联作用引起的干扰分量。

Images