CN108494258A - 一种全桥llc谐振变换器的参数设计方法 - Google Patents

一种全桥llc谐振变换器的参数设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出一种全桥LLC谐振变换器的参数设计方法，该方法根据预设的目标参数确定变压器原副边匝比、励磁电感、谐振电感和谐振电容的值，本发明在确定所述4个参数时充分考虑死区时间、开关管关断电流和实际所选用开关管等效结电容的大小，满足变换器增益同时，确保变换器实际运行中实现原边开关管的ZVS，同时降低原副边RMS电流和开关管关断电流，降低开关器件的损耗，另外，本发明可将变换器的工作频率严格限定在预期设定的范围内，便于输入侧滤波器的设计以及变压器的设计。

Description

一种全桥LLC谐振变换器的参数设计方法
技术领域
本发明涉及LLC谐振变换器的参数设计方法，尤其是一种全桥LLC谐振变换器的参数设计方法。
背景技术
LLC谐振变换器能够实现原边开关管零电压开通(Zero Voltage Switch，ZVS)和副边整流二极管零电流关断(Zero Current Switch，ZCS)的软开关技术，可以在高开关频率下实现较高的系统效率，在笔记本电脑适配器、LED驱动器、电池充电器以及光伏发电等领域得到了广泛的应用。LLC谐振变换器实现高效运作的关键在于合理的电路参数。如何通过合理有效的参数设计保证系统的正常运作，发挥LLC的优势已经成为该领域研究人员所研究的重要课题。
目前，现有参数设计方法中，专利201510355688.X提出了一种基于功率因数角评价的LLC谐振变换器优化设计方法，该方法减小了谐振回路无功环流，但是没有考虑到副边整流二极管的损耗问题。专利201410785483.0提出了一种输出本安型LLC谐振变换器的设计方法，在提高电源的电磁兼容性能的同时，保证了变换器的本质安全性能，但是设计过程中无法确定变换器的实际工作频率范围，给输入侧滤波器的设计以及变压器的设计带来了不便。除此之外，邓翔、李大伟、杨善水提出的LLC变换器中谐振元件的设计(电力电子技术，2013，47(2)：7-9+14)通过分析变压器原边励磁电感与谐振电感的比值K以及品质因数Q对变换器性能的影响，给出了简洁快速的谐振元件的设计流程，但是设计过程中虽然满足了谐振腔呈感性，并没有兼顾死区时间和所用开关管等效结电容的大小，而实际中原边开关管ZVS可能会丢失并且K值是按照经验法取值，这给设计人员在实际设计过程中带来了一定的不便。
发明内容
发明目的：为解决上述技术问题，本发明提出一种全桥LLC谐振变换器参数设计方法，用于确定变压器原副边匝比N、变压器原边励磁电感Lm、谐振电感Lr以及谐振电容Cr四个关键参数。
技术方案：本发明提出的技术方案为：
一种全桥LLC谐振变换器的参数设计方法，所述变换器包括依次连接的输入电压Vin、由四个MOS管构成的全桥逆变开关电路、LLC谐振网络和由4个二极管构成的输出全桥整流电路；其中，LLC谐振网络包括励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr；该方法根据预设的目标参数确定变压器原副边匝比N和Lm、Lr、Cr的值；目标参数包括：输入电压Vin的范围：Vinnin～Vinmax，输出电压Vo、额定功率P、死区时间tdead和只有Lr、Cr参与谐振时的谐振频率fr；
该方法包括步骤：
(1)将预期的变换器工作频率范围表示为：αfr＜fs≤fr，其中，α为系数，fs为变换器工作频率；根据实际所需的变换器工作频率范围，确定α的值；
(2)计算变压器原副边匝比N为：
式中，Vd为全桥整流电路中二极管的正向导通压降；
(3)计算励磁电感Lm的最大值为：
式中，Ceq为等效结电容；
(4)计算变压器最大电压增益为：
(5)取励磁电感Lm的值为Lm(max)；
(6)根据励磁电感Lm的值，计算满载下的电压增益表达式为：
式中，K为谐振电感系数，K＝Lm/Lr；PKQ为谐振电感系数K和品质因数Q的乘积；
(7)根据电压增益表达式绘制电压增益随K变化的关系曲线，判断关系曲线的最大增益值是否大于等于Gdc_mac，若是，则执行步骤(8)；否则，将Lm的值更新为Lm(max) -ΔL，返回步骤(6)，式中，ΔL为更新步长，ΔL＞0；
(8)从步骤(7)得到的关系曲线中选取满足Gdc(fs＝αfr)＝Gdc_mac且的K值；若K值不唯一，则选取较小的值作为K的取值；
(9)根据步骤(8)中得到的K的取值计算谐振电感Lr和谐振电容Cr：
进一步的，所述等效结电容Ceq的计算方法为：
获取构成全桥整流开关电路的MOS管的C-VDS曲线，采用分段线性法，将C-VDS曲线中的Coss曲线分成n个区段，记第k个区段的在C轴上的坐标为Ck，在VDS轴上的坐标为Vk，k＝1，2，…，n，Vn＝Vinmax；则等效结电容Ceq的表达式为：
有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优势：
1)在满足变换器所需增益的同时，兼顾死区时间、开关管关断电流和实际所用开关管等效结电容的大小，确保原边开关管ZVS的实现；
2)在保证原边开关管实现ZVS的前提下，降低开关管关断电流以及原副边电流有效值(Root Mean Square，RMS)，在一定程度上降低开关器件的损耗，提高变换器效率；
3)可以确保变换器工作在预期的开关频率范围内，一方面避免了工作频率过宽的问题，另一方面有利于变压器和输入侧滤波器的设计；
4)设计者可以根据事先制定的系统性能指标完成K值的设计，避免盲目选取。
附图说明
图1为本发明参数设计的流程图；
图2为实施例所述全桥LLC谐振变换器电路拓扑图；
图3为全桥LLC谐振变换器电路中Q2和Q3关断的死区时间范围内全桥LLC等效电路图；
图4为fm＜fs≤fr模态下的典型工作波形图，其中，图4(a)为fm＜fs＜fr模态下的典型工作波形图，图4(b)为fs＝fr模态下的典型工作波形图；
图5为全桥LLC谐振变换器电路中任一MOSFET的C-VDS曲线图；
图6为全桥LLC谐振变换器的等效电路图；
图7为MOSFET IPW60R190E6的C-VDS曲线图；
图8为Lm＝Lm(max)时的电压增益随K变化的曲线图(α＝0.7)；
图9为Lm＝260μH时电压增益随K变化的曲线图(α＝0.7)；
图10为Lm＝Lm(max)时的电压增益随K变化的曲线图(α＝0.3)；
图11为150V输入满载，α＝0.7时的实验波形图；其中，图11(a)为vgs与的实验波形图；图11(b)为Q2的vgs与vds的实验波形图；图11(c)为Q3的vgs与vds的实验波形图；图11(d)为iDR的仿真波形图；
图12为α＝0.7时实验样机测试的效率曲线；
图13为α＝0.3，K＝16，150V输入满载时的实验结果图；其中，图13(a)为vgs与的实验波形图；图13(b)为Q2的vgs与vds的实验波形图；图13(c)为Q3的vgs与vds的实验波形图；图13(d)为iDR的仿真波形图；
图14为α＝0.3，K＝16，150V输入满载时的实验结果图；其中，图14(a)为vgs与的实验波形图；图14(b)为Q2的vgs与vds的实验波形图；图14(c)为Q3的vgs与vds的实验波形图；图14(d)为iDR的仿真波形图；
图15为α＝0.3时不同输入电压下的波形图；其中，图15(a)输入电压150V时的波形图；图15(b)为输入电压175V时的波形图；图15(c)为输入电压200V时的波形图；
图16α＝0.3时不同K值下的实验样机测试的效率曲线；其中，图16(a)为K＝16时的实验样机测试的效率曲线；图16(b)为K＝29时的实验样机测试的效率曲线。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作更进一步的说明。
本发明采用一种全桥LLC谐振变换器，该变换器的电路拓扑如图2所示，包括依次连接的输入电压Vin、全桥逆变开关电路、LLC谐振网络、输出全桥整流电路和负载R；其中，全桥逆变开关电路由Q1至Q4四个MOS管构成，LLC谐振网络包括励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr，输出全桥整流电路由D1至D4四个二极管构成。
假设目标变换器目标参数如下：
1)输入直流电压Vin范围：Vinnin～Vinmax；
2)输出电压：Vo；
3)额定功率：P；
4)死区时间：tdead；
5)谐振频率：.fr。
本发明根据预设的目标参数确定变压器原副边匝比N和Lm、Lr、Cr的值，具体步骤如图1所示，包括：
一、工作频率的选取和设定
为实现原边开关管的ZVS、副边整流二极管的ZCS以及不存在反向恢复问题，在一定程度上降低损耗，提高效率，设计变换器的工作频率.fs于fm＜fs≤fr频率段内。其中fr是只有Lr、Cr参与谐振时的谐振频率，表达式如式1所示；fm是Lr、Cr与Lm共同参与谐振时候的谐振频率，表达式如式2所示。
假设变换器预期的工作频率范围为αfr～fr[(fm/fr)＜α＜1]，这里α的取值范围是为了保证变换器工作于fm＜fs≤fr频率段内，不至于工作到容性区域。
实际设计过程中，根据变换器预期的工作频率范围，给定α值。最后变换器的实际工作范围为αfr＜fs＜fr。
二、变压器匝比N设计
为满足增益需求，变换器工作于fm＜fs≤fr频率段内的最小增益应小于等于变换器实际所需的最小增益，即存在如下关系式：
上式中，Gdc_min是变换器工作于fm＜fs≤fr频率段内最小电压增益，即工作于谐振点处，即Gdc_min＝1时的电压增益；Vd为整流二极管正向导通压降，一般取0.7V。
考虑到N越大，在次级输出电压一定时，变压器初级电压也越大，将导致变压器磁损和励磁电感的磁损和铜损增加，影响变换器的效率，所以结合式3可得变压器匝比N的设计表达式如式4所示。
一般为防止变换器工作到谐振点右边，N的实际取值会比计算值略微大一些，但是不能大太多。
三、励磁电感Lm最大值的确定
假设在Q2、Q4关断的死区时间范围内，此时MOSFET等效为结电容，等效电路如图3所示。图4(a)(b)为fm＜fs≤fr工作模态下典型工作波形。结合图3和图4可知，由于死区时间tdead很短，这段时间可以将Lm等效视为电流源，可以认为变压器原边励磁电流iLm不变，始终等于ILmm(max)。ILmm(max)的表达式如式5所示。
在Q2、Q4导通，Q1、Q3关断期间，Q1、Q3的结电容C1、C3在外电压的作用下带有电荷。Q2、Q4关断的tdead时间内ILm(max)给C2和C4充电、C1和C3放电，通过充放电如果使得在开通信号来之前C2和C4上的电压为Vin，C1和C3上的电压为0，那么Q1、Q3就可实现ZVS。即在tdead时间内ILm(max)可以充放电的电荷总量大于等于4个结电容上的电荷总量，即满足如下关系式(结电容大小用等效结电容Ceq来表示)：
结合式5和式6可知变压器原边励磁电感Lm应该满足式7。
结合式5～7可知，当变换器的目标参数、原副边匝比以及谐振频率确定后，Lm越大ILm(max)值就越小；若ILm(max)值过小，则在一定死区时间tdead内，就有可能无法完成对结电容的充放电，所以为了保证原边开关管实现ZVS，Lm的值存在上限。同时考虑到Lm的增大有利于降低原副边电流有效值，在一定程度上降低导通损耗。所以，为了兼顾降低原副边RMS电流以及确保实现原边开关管的ZVS的设计要求，在确定励磁电感Lm的最大值后，以最大值为Lm首选值进行后续参数设计，如果Lm取最大值不满足条件就以很小的步长逐步降低Lm的值，直到取得到满足要求的励磁电感Lm。上m的最大值Lm(max)的表达式为：
结合式8，当死区时间tdead和谐振频率.fr确定后，唯一的未知量就是等效结电容Ceq。等效结电容Ceq是由所选的开关管MOSFET决定的，通过所选开关管datasheet中的C-VDS曲线里的Coss曲线来进行计算。假设任一MOSFET的C-VDS曲线如图5所示，采用分段线性法，将曲线与横纵两轴围成的部分分割成如图所示的n块区域，Vn取Vinmax，记第k个区段的在C轴上的坐标为Ck，在VDS轴上的坐标为Vk，k＝1，2，…，n，Vn＝Vinmax，则等效结电容Cea的表达式如式9所示。
将所设定的死区时间tdead、谐振频率fr和求得的等效结电容Ceq值带入到式8中，便可确定励磁电感Lm的最大值。死区时间tdead一般取400～500ns。
四、谐振电感Lr和谐振电容Cr设计
通过基波分析法对全桥LLC谐振变换器进行等效建模，变换器交流等效电路如图6所示，其中Vrs1为谐振腔的输入电压vrs基波有效值，Vpri1为变压器原边输入电压vpri基波有效值，Req为副边等效到原边的等效电阻，表达式如式10所示。
为了便于分析和参数设计，作如下定义：
1)电感系数K表达式如式11所示，是变压器原边励磁电感与谐振电感的比值，代表了电路中电感参数的性质。
K＝Lm/Lr (11)
2)品质因数Q表达式如式12所示，代表了谐振元件和负载的相互特性。
3)归一化频率fn表达式如式13所示，是工作频率与谐振频率的比值。
结合图6以及式4～7，可以得到全桥LLC谐振变换器电压增益Gdc(即谐振腔增益)的表达式，如式14所示。
当变换器设计规格确定后，在最小输入电压下，求的实际所需最高电压增益Gdc_max：
欲使得变换器工作在预期αfr～fr[(fm/fr)＜α＜1]频率范围内，并满足全范维内的增益需求，就要满足满载下该频率范围内的最大电压增益大于等于Gdc_max(一般等于Gdc_max即可，增大取值会使得变换器的实际工作频率变窄)。最大电压增益即工作于αfr点。满载负载Rfl表达式如式16所示。同时为保证变换器工作于fm＜fs≤fr频率段内，结合α的取值范围以及式1、2可以得到K取值的限定范围，如表达式17所示。
结合式1、10～12可以发现满载下谐振电感系数K、品质因数Q的乘积PKQ满足表达式18。结合式18，在励磁电感Lm取值之后，满载下，谐振电感系数K、品质因数Q的乘积PKQ是一个确定的值。
将工作频率为αfr代入式14的电压增益表达式，并将表达式中的Q用K和PKQ代替，可得到满载下fs＝αfr时的电压增益表达式，如式19所示。
式19中，满足Gdc(fs＝αfr)＝Gdc_mac且的K值就是我们所要求的K值。下面阐述K值的选取方法：
1、取励磁电感Lm的值为Lm(max)；
2、根据励磁电感Lm的值，计算满载下的电压增益表达式(即式19)；
3、根据电压增益表达式绘制电压增益随K的变化的关系曲线，判断关系曲线的最大增益值是否大于等于Gdc_mac，若是，则执行步骤4，否则，将Lm的值更新为Lm(max) -ΔL，返回步骤2，式中，ΔL为更新步长，ΔL＞0；
4、从步骤3得到的关系曲线中选取满足Gdc(fs＝αfr)＝Gdcmac且的K值；
如果在选取过程中，发现电压增益等于Gdcmax并且满足式17的K值有2个，结合式2.1和式2.14，当励磁电感和谐振频率一定时，较大的K值会使Lr相应变小，从而使得谐振腔阻抗减小，导致谐振腔中的电流增大，损耗增大。所以实际设计中选取K值较小者作为K的取值。
K值确定后，结合式1和式11，便可以求得谐振电感和谐振电容的值。谐振电感Lr的表达式如式20所示，谐振电容Cr的表达式如式21所示。
综上所述，参数设计步骤总结如下：
步骤1：给定α值，设定变换器预期的工作频率范围；
步骤2：根据表达式4计算变压器的原副边匝比N。一般选取N的实际值比计算值稍微大一些，但是不能大太多；
步骤3：根据所选开关管以及式9确定等效电荷Ceq；
步骤4：根据表达式8，确定励磁电感Lm的最大值Lm(max)；
步骤5：在最小输入电压下，根据式15确定最大电压增益Gdc_max；
步骤6：根据式17确定K取值的限定范围；
步骤7：励磁电感取最大值Lm(max)，并在满载下根据式18确定K和Q的乘积PKQ；
步骤8：根据表达式19绘制出电压增益随K变化的关系曲线，选择曲线中最大增益等于Gdc_max并且满足步骤6中限定范围的K值。选取过程中存在以下两种情况：
a)如果在励磁电感Lm选取最大值的前提下电压增益不够大，此时以小步长逐步降低励磁电感值，重新确定K和Q的乘积PKQ并绘制曲线，直到选取满足条件的K值。
b)如果在选取过程中，发现最大增益满足Gdc_max并且满足步骤6中限定范围的K值有2个，应当选取K值较小者；
步骤9：确定K值后，结合式20和式21，确定谐振电感和谐振电容的值。
五、具体实施例
以200W的全桥LLC谐振变换器为例，变换器的设计规格如下：
1)输入直流电压Vin范围(Vinmin～Vinmax)：150V～200V；
2)输出电压Vo：250V；
3)额定功率P：200W；
4)死区时间tdead：500ns；
5)谐振频率fr：160kHz。
这里给出变换器预期工作于α＝0.7和α＝0.3两个不同频率段内的参数设计。
5.1 α＝0.7时参数设计
设计过程如下：
1)给定α＝0.7，设定变换器预期工作于112KHZ～160KHZ频率范围内；
2)根据表达式4计算变压器的原副边匝比N，N的计算值如式22所示。这里取N＝0.8＝4/5；
3)这里Q1～Q4所选取的开关管是Infineon公司的IPW60R190E6，其C-VDS曲线如图7所示。利用分段线性法，将Coss曲线与横纵坐标围成区域分割成如图7所示的7块区域，每块近似于矩形进行计算，很据式9求得等效电荷Ceq的值为：
4)根据表达式8，确定励磁电感Lm的最大值Lm(max)，Lm(max)计算值如式24所示，一般会留有一定的裕度，这里取Lm(max)＝550uH。
5)根据式15确定最高电压增益Gdc_max，Gdc_max计算值如式25所示，等于1.341；
6)根据式17确定K取值的限定范围为：
7)励磁电感取最大值Lm(max)，并在满载下根据式18确定K和Q的乘积PKQ，计算值如式27所示，等于1.798；
8)根据表达式19绘制出电压增益随K变化的关系曲线如图8所示。
图8曲线表明，当励磁电感取最大值Lm(max)时，最大电压增益达不到所需的电压增益1.341，不满足要求。此时，以小步长逐步降低励磁电感的取值，当PKQ＝1.615即励磁电感Lm＝260uH时电压增益随K变化的关系曲线如图9所示。图9曲线表明，当励磁电感Lm＝260uH时，最大电压增益能够达到1.341，并且此时对应的K＝2.5，满足式23中K的限定范围。所以这里取Lm＝260uH，K＝2.5。
9)求得K值后，结合式20和式21，确定谐振电感和谐振电容的值如下：
综上，当α＝0.7时，参数总结如下：
1)励磁电感Lm＝260μH；
2)谐振电感Lr＝104μH；
3)谐振电容Cr＝9.51nF；
4)变压器原副边匝数比N＝4/5；
5.2 α＝0.3时参数设计
设计过程如下：
1)给定α＝0.3，设定变换器预期工作于48kHz～160kHz频率范围内；
2)确定变压器的原副边匝比N、励磁电感Lm的最大值Lm(max)、最高电压增益Gdc_max以及满负载下K和Q的乘积PKQ：N＝0.8＝4/5，Lm(max)＝550μH，Gdc_max＝1.341，PKQ＝3.411；
3)根据式17确定K取值的限定范围为：
4)根据表达式19绘制出电压增益随K变化的关系曲线如图10所示。
图10曲线表明，当励磁电感取最大值Lm(max)时，最大电压增益能够达到1.341，并且此时对应的满足式30中限定范围的K有两个，即K1＝16和K2＝29。
5)求得K值后，结合式20和式21，确定谐振电感和谐振电容的值。
a.K＝K1＝16
谐振电感和谐振电容的值如下：
当K＝16时，参数总结如下：
1)励磁电感Lm＝550μH；
2)谐振电感Lr＝34.38μH；
3)谐振电容Cr＝28.78nF；
4)变压器原副边匝数比N＝4/5；
b.K＝K2＝29
谐振电感和谐振电容的值如下：
当K＝29时，同样考虑实际情况做略微调整，所设计关键参数总结如下：
1)励磁电感Lm＝550μH；
2)谐振电感Lr＝18.97μH；
3)谐振电容Cr＝52.1nF；
4)变压器原副边匝数比N＝4/5；
六、实验验证
为验证本发明参数设计方法的合理性和有效性，搭建了一台200W的全桥LLC谐振变换器实验样机进行实验研究。其中原边开关管选取Infineon公司的IPW60R190E6，副边整流二极管选取ST公司的STTA1206D；变压器磁芯选用PQ40/40型磁芯，原边导线选用0.2*20漆包线，副边导线选用0.3*7的三层绝缘线，采用三明治绕法；谐振电感选用PQ32/30型磁芯，导线选用0.2*20的漆包线。实验参数如表1所示：
表1
6.1 α＝0.7实验验证
图11(a)～(d)为最小输入电压Vin＝150时，变换器满载下的vgs与iLr、vrs与iLr以及vgs与vds相关实验波形以及副边整流二极管的电流iDR的仿真波形。其中vgs为开关管驱动信号，iLr为谐振电流，vrs为谐振腔输入电压，vds为开关管漏源电压。考虑到由于硬件原因不方便测量副边整流二极管的电流iDR，所以副边整流二极管的波形以仿真波形的形式给出。
图11(a)实验结果证实，变换器的实际工作频率范围为115.44kHz～160kHz，工作于预期设定的频率范围112kHz～160kHz内。图11(b)(c)表明，开关管驱动信号vgs到来之前，开关管漏源电压vds已经为零。图11(d)表明，副边整流二极管工作在电流断续的状态。实验结果证实，变换器实现了原边开关管的ZVS和副边整流二极管的ZCS。
输入电压Vin＝150、175和200V时，不同功率下变换器的效率曲线如图12所示。效率曲线表明，输入电压从150～200V变化，输出从轻载到满载，变换器都有比较高的效率，最高效率可达到96.4％。
6.2 α＝0.3实验验证
150V输入满载时，K＝16和K＝29对应参数下变换器的vgs与iLr、vrs与iLr以及vgs与vds实验波形以及副边整流二极管的电流iDR的仿真波形分别如图13(a)～(d)和图14(a)～(d)所示。
图13(a)实验结果证实，K＝16对应参数下变换器的实际工作频率范围为54.79kHz～160kHz，工作于预期设定的频率范围48kHz～160kHz内。图14(a)实验结果证实，K＝29对应参数下变换器的实际工作频率范围为39.62kHz～160kHz，也基本工作于预期设定的频率范围48kHz～160kHz内。
图13(b)～(d)和图14(b)～(d)实验结果证实，K＝16和K＝29对应参数下变换器均实现了原边开关管的ZVS和副边整流二极管的ZCS。
图15(a)～(c)分别给出了150V满载时，α＝0.3对应参数下变换器谐振电流iLr的实验波形。实验结果证实，输入电压从150～200V变化时，K＝29参数下变换器谐振电流有效值始终大于K＝16参数下变换器谐振电流的有效值。图16给出了输入电压Vin＝150、175和200V时，不同功率下变换器的效率曲线。效率曲线表明，K＝16和K＝29对应参数下变换器效率都比较高。并且整体来看，K＝16参数下变换器的效率要大于K＝29参数下变换器的效率。图15和图16的实验结果证实，在参数设计过程中，当电压增益等于Gdc_max并且满足取值范围要求的K值有2个，应该选K值较小者。
α＝0.7和α＝0.3两个不同频率段的实验结果表明，变换器可以实现原边开关管的ZVS和副边整流二极管的ZCS，并且可以工作在预期的工作频率范围内，变换器整体效率较高。实验结果验证了本发明提出的参数设计方法的合理性和有效性。
七、技术效果
由上述分析可知，本发明创新点有：
1)可将变换器的工作频率严格限定在预期设定的范围内，便于输入侧滤波器的设计以及变压器的设计；
2)满足变换器增益同时，兼顾死区时间、开关管关断电流和实际所选用开关管等效结电容的大小，确保变换器实际运行中实现原边开关管的ZVS；
3)原边开关管实现ZVS前提下，降低原副边RMS电流和开关管关断电流，在一定程度上降低开关器件的损耗。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种全桥LLC谐振变换器的参数设计方法，其特征在于，所述变换器包括依次连接的输入电压Vin、由四个MOS管构成的全桥逆变开关电路、LLC谐振网络和由4个二极管构成的输出全桥整流电路；其中，LLC谐振网络包括励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr；该方法根据预设的目标参数确定变压器原副边匝比N和Lm、Lr、Cr的值；目标参数包括：输入电压Vin的范围：Vinnin～Vinmax，输出电压Vo、额定功率P、死区时间tdead和只有Lr、Cr参与谐振时的谐振频率fr；
该方法包括步骤：
(1)将预期的变换器工作频率范围表示为：αfr<fs≤fr，其中，α为系数，fs为变换器工作频率；根据实际所需的变换器工作频率范围，确定α的值；
(2)计算变压器原副边匝比N为：
式中，Vd为全桥整流电路中二极管的正向导通压降；
(3)计算励磁电感Lm的最大值为：
式中，Ceq为等效结电容；
(4)计算变压器最大电压增益为：
(5)取励磁电感Lm的值为Lm(max)；
(6)根据励磁电感Lm的值，计算满载下的电压增益表达式为：
式中，K为谐振电感系数，K＝Lm/Lr；PKQ为谐振电感系数K和品质因数Q的乘积；
(7)根据电压增益表达式绘制电压增益随K变化的关系曲线，判断关系曲线的最大增益值是否大于等于Gdc_mac，若是，则执行步骤(8)；否则，将Lm的值更新为Lm(max)-ΔL，返回步骤(6)，式中，ΔL为更新步长，ΔL＞0；
(8)从步骤(7)得到的关系曲线中选取满足Gdc(fs＝αfr)＝Gdc_mac且的K值；若K值不唯一，则选取较小的值作为K的取值；
(9)根据步骤(8)中得到的K的取值计算谐振电感Lr和谐振电容Cr：
2.根据权利要求1所述的一种全桥LLC谐振变换器的参数设计方法，其特征在于，所述等效结电容Ceq的计算方法为：
获取构成全桥整流开关电路的MOS管的C-VDS曲线，采用分段线性法，将C-VDS曲线中的Coss曲线分成n个区段，记第k个区段的在C轴上的坐标为Ck，在VDS轴上的坐标为Vk，k＝1,2,…,n，Vn＝Vinmax；则等效结电容Ceq的表达式为：
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