CN108418493A - 基于z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机协同空间矢量调制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于Z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机协同空间矢量调制方法，其采用比例积分‑谐振控制器和零矢量重分配方法抑制零序电流，能够有效抑制系统零序电流，同时保证调制两个逆变器调制输出的有效电压空间矢量作用时间不受影响，保证了系统的正常稳定运行。
Description
技术领域
本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种基于Z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机协同空间矢量调制方法。
背景技术
能源是人类生存和社会经济发展的重要基础，尤其是在第二次工业革命以来，对能源的有效开发和利用，极大地促进了社会的发展。然而，人类对能源的需求日益增长，不可再生能源逐渐枯竭，如何更有效地利用能源、发展可再生能源成为目前各国关心的问题。而我国的石油、天然气对外依存度较高，在能源安全方面存在隐患。另外，石油、煤炭等化石燃料的大量燃烧造成的环境污染问题也日趋严峻。近年来，大力发展新能源汽车，尤其是电动汽车已成为我国缓解能源压力、降低温室气体排放、减少环境污染一项重要举措。而电机及其驱动控制系统是电动汽车研制的关键技术之一，高性能的电机及驱动系统有助于电动汽车更好地发挥其节能优势。
相对于其他种类电机，永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)具备较大的功率密度和更高的效率，无励磁绕组及电刷结构，拥有更高的运行可靠性，且运行噪声较低，是相对理想的电动汽车驱动电机。而我国拥有丰富的稀土资源，目前探明的稀土储量有6588万吨左右，因此在大规模发展和应用永磁同步电机方面具有较大的优势。
而电动汽车对永磁同步电机运行转速范围有较高的要求。对永磁同步电机来说，运行转速越高，所需要的直流母线电压就越高，这样会不断提升直流供电电源的体积和成本，同时对电力电子器件的耐压等级也提出了更高的要求。面对这一问题，一种解决方式是采用开绕组电机结构：将传统的永磁同步电机定子三相绕组的连接点打开，在绕组的两侧各连接一个逆变器进行供电。
传统的开绕组永磁同步电机(Open Winding-Permanent Magnet SynchronousMotor，OW-PMSM)系统结构，其主要由开绕组永磁同步电机以及两组电压源型逆变器组成，图1(a)为隔离直流母线结构，图1(b)为共直流母线结构。在隔离直流母线拓扑结构中，开绕组电机两侧逆变器分别由两个隔离的直流供电电源供电，其供电系统复杂度较大，成本较高；而共直流母线结构的优势在于只需要一个直流供电电压源，节省了成本，也减小了供电系统的体积。但是由于形成了零序电流回路，共模电压会导致零序电流产生，易造成较大的三相电流畸变和转矩脉动，产生额外的电机损耗，需要加入零序电流控制环以抑制零序电流。
为了在直流供电电源的电压不能进一步提高的情况下，为了使得开绕组同步电机获得更高的运行转速范围，可以采用Z源逆变器以提升开绕组同步电机两侧的电压。Z源逆变器模型如图2所示，其中Z源阻抗网络由两个大小相等的电容C1、C2、两个大小相等的电感L1、L2以及直流侧二极管D组成。Z源阻抗网络将直流电源与逆变桥耦合在一起，通过控制同一桥臂上下侧功率器件的直通，实现逆变桥输入侧电压的提升，向负载进行供电。Z源逆变器拥有灵活的升降压特性，且成本低、可靠性高，在电机驱动、光伏发电、风力发电等领域都得到了非常广泛的研究和应用。
图3为基于Z源-双逆变器供电的共直流母线永磁同步电机系统拓扑结构，Z源-双逆变器由Z源阻抗网络及两个电压源逆变器构成。由于图3中逆变器1和逆变器2共直流母线，同样需要存在零序电流回路，需要采用零序电流抑制策略。另外，逆变器1和逆变器2中某一个逆变器的某一相桥臂处于直通状态时，三相逆变桥母线电压差即变为0，如果此时另一逆变器正在调制输出有效电压空间矢量，此时调制输出的有效电压矢量将会失去实际效果。因此，Z源-双逆变器供电的共直流母线OW-PMSM系统两侧逆变器需要进行协同控制，以保证调制输出的有效电压空间矢量作用时间不受影响。
发明内容
鉴于上述，本发明提供了一种基于Z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机协同空间矢量调制方法，其采用比例积分-谐振控制器和零矢量重分配方法抑制零序电流，同时保证调制两个逆变器调制输出的有效电压空间矢量作用时间不受影响，保证了系统的正常稳定运行。
一种基于Z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机协同空间矢量调制方法，所述开绕组永磁同步电机由两台共直流母线的三相电压源型逆变器J1和J2为其励磁供电，电机的三相定子绕组一侧接逆变器J1，另一侧接逆变器J2，公共的直流母线通过Z源阻抗网络与直流电压源对接。
所述协同空间矢量调制方法包括如下步骤：
(1)采集电机的三相定子电流ia～ic以及直流电源电压Vdc，通过编码器得到电机的转速ω和转子位置角θr；
(2)利用所述转子位置角θr对三相定子电流ia～ic进行坐标变换，得到对应dq0旋转坐标系下的d轴电流分量id、q轴电流分量iq和0轴电流分量i0；
(3)根据转速ω以及d轴电流分量id、q轴电流分量iq和0轴电流分量i0，计算出电机的d轴电压补偿量Δud、q轴电压补偿量Δuq和零序电压补偿量Δu0；
(4)根据d轴电压补偿量Δud、q轴电压补偿量Δuq和零序电压补偿量Δu0，通过d轴电流为零的矢量控制算法计算出d轴电压指令ud、q轴电压指令uq以及零序电压指令u0；
(5)将Z源双逆变器的直通占空比设置为d，计算确定Z源双逆变器直通零矢量的作用时间Tsh；
(6)对所述d轴电压指令ud和q轴电压指令uq进行分配，使逆变器J1的调制电压矢量u1＝(ud+juq)/2，逆变器J2的调制电压矢量u2＝-(ud+juq)/2，j为虚数单位；
(7)对于逆变器J1或J2，利用SVPWM(空间矢量脉宽调制)确定其调制电压矢量所在的扇区以及该扇区对应两个有效电压矢量的作用时长，进而根据零序电压指令u0、直流电源电压Vdc以及直通零矢量的作用时间Tsh计算出逆变器两个零矢量的作用时长；
(8)得到逆变器两个零矢量的作用时长后，利用Z源双逆变器协同空间矢量调制策略计算确定逆变器J1和J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间，进而使状态比较时间与PWM(脉宽调制)三角载波进行比较，生成逆变器J1和J2的三相开关信号并经驱动放大后对各自逆变器中的功率开关器件进行控制。
进一步地，所述步骤(3)中通过以下公式计算电机的q轴电压补偿量Δuq、d轴电压补偿量Δud和零序电压补偿量Δu0：
其中：Ld和Lq分别为电机的直轴电感和交轴电感，Ψr和Ψ3r分别为电机转子磁链的基波分量和三次谐波分量。
进一步地，所述步骤(4)中通过d轴电流为零的矢量控制算法，具体过程如下：
4.1使预设的目标转速ωref减去电机实际转速ω，得到转速误差ωerr；
4.2对转速误差ωerr进行PI(比例-积分)调节得到电机的q轴电流指令Iq，同时令电机的d轴电流指令Id和零序电流指令I0均为0；
4.3使d轴电流指令Id、q轴电流指令Iq和零序电流指令I0分别减去的d轴电流分量id、q轴电流分量iq和0轴电流分量i0，得到d轴电流误差iderr、q轴电流误差iqerr和零序电流误差i0err；
4.4分别对d轴电流误差iderr和q轴电流误差iqerr进行PI调节得到d轴电压误差uderr和q轴电压误差uqerr，进而使d轴电压补偿量Δud和q轴电压补偿量Δuq分别加上d轴电压误差uderr和q轴电压误差uqerr，即得到d轴电压指令ud和q轴电压指令uq；
4.5对零序电流误差i0err进行PIR(比例-积分-谐振)调节得到零序电压误差u0err，进而使零序电压补偿量Δu0减去零序电压误差u0err，即得到零序电压指令u0。
进一步地，所述步骤(5)中根据公式Tsh＝d×Ts计算得到Z源双逆变器直通零矢量的作用时间Tsh，其中Ts为逆变器J1或J2中功率开关器件的开关周期。
进一步地，所述步骤(7)中计算逆变器两个零矢量的作用时长，具体方法如下：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第一扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[-π/6,π/6)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V1(100)和V2(110)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第四扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V4(011)和V5(001)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第二扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[π/6,π/2)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V2(110)和V3(010)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第五扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V5(001)和V6(101)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第三扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[π/2,5π/6)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V3(010)和V4(011)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第六扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V6(101)和V1(100)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第四扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[5π/6,7π/6)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V4(011)和V5(001)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第一扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V1(100)和V2(110)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第五扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[7π/6,3π/2)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V5(001)和V6(101)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第二扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V2(110)和V3(010)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第六扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[3π/2,11π/6)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V6(101)和V1(100)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第三扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V3(010)和V4(011)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
其中：Ts为逆变器J1或J2中功率开关器件的开关周期，T1_111和T1_000分别为逆变器J1对应零矢量V0(111)和V0(000)的作用时长，T2_111和T2_000分别为逆变器J2对应零矢量V0(111)和V0(000)的作用时长，T1_100、T1_110、T1_010、T1_011、T1_001和T1_101分别为逆变器J1对应有效电压矢量V1(100)、V2(110)、V3(010)、V4(011)、V5(001)和V6(101)的作用时长，T2_100、T2_110、T2_010、T2_011、T2_001和T2_101分别为逆变器J2对应有效电压矢量V1(100)、V2(110)、V3(010)、V4(011)、V5(001)和V6(101)的作用时长。
所述有效电压矢量V1(100)对应的三相开关信号分别为1、0、0，即表示逆变器A相上桥臂的功率开关器件导通，B相和C相下桥臂的功率开关器件导通；所述有效电压矢量V2(110)对应的三相开关信号分别为1、1、0，即表示逆变器A相和B相上桥臂的功率开关器件导通，C相下桥臂的功率开关器件导通；所述有效电压矢量V3(010)对应的三相开关信号分别为0、1、0，即表示逆变器B相上桥臂的功率开关器件导通，A相和C相下桥臂的功率开关器件导通；所述有效电压矢量V4(011)对应的三相开关信号分别为0、1、1，即表示逆变器B相和C相上桥臂的功率开关器件导通，A相下桥臂的功率开关器件导通；所述有效电压矢量V5(001)对应的三相开关信号分别为0、0、1，即表示逆变器C相上桥臂的功率开关器件导通，A相和B相下桥臂的功率开关器件导通；所述有效电压矢量V6(101)对应的三相开关信号分别为1、0、1，即表示逆变器A相和C相上桥臂的功率开关器件导通，B相下桥臂的功率开关器件导通；所述零矢量V0(111)对应的三相开关信号分别为1、1、1，即表示逆变器A相、B相和C相上桥臂的功率开关器件均导通；所述零矢量V0(000)对应的三相开关信号分别为0、0、0，即表示逆变器A相、B相和C相下桥臂的功率开关器件均导通。
进一步地，所述步骤(8)中的Z源双逆变器协同空间矢量调制策略如下：
对于逆变器J1，若当前时刻其调制电压矢量所在扇区对应两个有效电压矢量的作用时长分别为T1_x和T1_y，对应两个零矢量V0(111)和V0(000)的作用时长分别为T1_111和T1_000，则根据以下公式计算逆变器J1三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
其中：TL1P、TM1P、TH1P分别为逆变器J1三相上桥臂功率开关器件的状态比较时间，TL1N、TM1N、TH1N分别为逆变器J1三相下桥臂功率开关器件的状态比较时间；
对于逆变器J2，若当前时刻其调制电压矢量所在扇区对应两个有效电压矢量的作用时长分别为T2_x和T2_y，对应两个零矢量V0(111)和V0(000)的作用时长分别为T2_111和T2_000，则分以下三种情况：
①T2_111＜T2_000情况下：
当T2_000/2+Tsh/6≤TM1P且TM1P≤T2_000/2+T2_y/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+Tsh/6≤TM1P且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3＞TH1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+Tsh/6+T2_y/2≤TM1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当TM1P＜T2_000/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3≤TH1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当TM1P＜T2_000/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3＞TH1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+Tsh/6＞TH1P-Tsh/6时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
②T2_111＞T2_000情况下：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TL1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当TL1P＜T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TM1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2≤TL1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当TL1P＜T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TM1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2＞TL1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且TL1P＜T2_000/2+T2_y/2≤TM1P-Tsh/6时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且T2_000/2+T2_y/2＞TM1P-Tsh/6时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且T2_000/2+T2_y/2≤TL1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
③T2_111＝T2_000情况下，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
其中：TL2P、TM2P、TH2P分别为逆变器J2三相上桥臂功率开关器件的状态比较时间，TL2N、TM2N、TH2N分别为逆变器J2三相下桥臂功率开关器件的状态比较时间。
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第一扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第四扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第二扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第五扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第三扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第六扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第四扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第一扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第五扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第二扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第六扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第三扇区，则：
其中：TA1P、TB1P、TC1P分别为逆变器J1对应A相、B相、C相上桥臂功率开关器件的状态比较时间，TA1N、TB1N、TC1N分别为逆变器J1对应A相、B相、C相下桥臂功率开关器件的状态比较时间，TA2P、TB2P、TC2P分别为逆变器J2对应A相、B相、C相上桥臂功率开关器件的状态比较时间，TA2N、TB2N、TC2N分别为逆变器J2对应A相、B相、C相下桥臂功率开关器件的状态比较时间。
基于上述技术方案，本发明能够有效抑制系统零序电流，同时保证调制两个逆变器调制输出的有效电压空间矢量作用时间不受影响，保证了系统的正常稳定运行。
附图说明
图1(a)为隔离直流母线结构的开绕组永磁同步电机系统结构示意图。
图1(b)为共直流母线结构的开绕组永磁同步电机系统结构示意图。
图2为Z源逆变器的结构示意图。
图3为基于Z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机结构示意图。
图4为基于Z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机系统实验平台的结构示意图。
图5(a)为不加零序抑制时电机系统三相电流及零序电流的波形示意图。
图5(b)为不加零序抑制时电机系统A相电流、电磁转矩、电磁功率和电机转速的波形示意图。
图6(a)为加入零序抑制后电机系统三相电流及零序电流的波形示意图。
图6(b)为加入零序抑制后电机系统A相电流、电磁转矩、电磁功率和电机转速的波形示意图。
图6(c)为加入零序抑制后电机系统两侧逆变器输出线电压、三相逆变桥直流侧电压及直流供电电源电压的波形示意图。
图6(d)为加入零序抑制后电机系统A相电流频谱分析结果示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对基于Z源-双逆变器的共直流母线永磁同步电机协同空间矢量调制方法进行详细说明。
如图3所示，基于Z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机系统包括一个直流电压源、一个Z源阻抗网络、两个共直流母线的三相电压源型逆变器、一个开绕组永磁同步电机，其中两个电压源型逆变器分别称作逆变器1和逆变器2，Z源阻抗网络将直流电压源和两个逆变器连接在一起。
上述共母线开绕组永磁同步电机的协同空间矢量调制方法，包括如下步骤：
(1)采集电机的三相定子电流以及直流电源电压Vdc，，通过编码器得到电机的转速ω和转子位置角θr。
(2)利用转子位置角θr对三相定子电流进行dq0变换，得到三相定子电流的d轴分量id、q轴分量iq和0轴分量i0。
(3)根据转速ω以及三相定子电流的d轴分量id、q轴分量iq和0轴分量i0，通过以下公式计算电机的q轴电压补偿量Δuq、d轴电压补偿量Δud和零序电压补偿量Δu0：
其中：Ld和Lq分别为开绕组永磁同步电机的直轴电感和交轴电感，Ψr和Ψ3r分别为电机转子磁链的基波分量和三次谐波分量。
(4)根据q轴电压补偿量Δuq、d轴电压补偿量Δud和零序电压补偿量Δu0，通过d轴电流为零的矢量控制算法计算出q轴电压指令uq、d轴电压指令ud以及零序电压指令u0，具体过程如下：
4.1使预设的目标转速ωref减去实际转速ω，得到转速误差ωerr；
4.2对功率误差ωerr进行PI调节得到q轴电流指令Iq，同时令d轴电流指令Id和零序电流指令I0均为零；
4.3使d轴电流指令Id、q轴电流指令Iq和零序电流指令I0分别减去相电流的d轴分量id、q轴分量iq和0轴分量i0，得到d轴电流误差iderr、q轴电流误差iqerr和零序电流误差i0err；
4.4分别对q轴电流误差iqerr和d轴电流误差iderr进行PI调节得到q轴电压误差uqerr和d轴电压误差uderr；使q轴电压补偿量Δuq和d轴电压补偿量Δud分别加上q轴电压误差uqerr和d轴电压误差uderr，即得到q轴电压指令uq和d轴电压指令ud；
4.5对零序电流误差i0err进行PIR调节得到零序电压误差u0err；使零序电压补偿量Δu0减去零序电压误差u0err，即得到零序电压指令u0。
(5)将Z源双逆变器的直通占空比设置为d，根据以下公式计算得到Z源双逆变器直通零矢量的作用时间Tsh：
Tsh＝dTs
式中：Ts为逆变器中功率开关器件的开关周期。
(6)对q轴电压指令uq和d轴电压指令ud进行分配，得到共直流母线OW-PMSM系统逆变器1的调制电压矢量参考值u1＝(ud+juq)/2，逆变器2的调制电压矢量参考值u2＝-(ud+juq)/2；
(7)对于逆变器1和逆变器2，利用SVPWM确定其调制电压矢量所在的扇区以及该扇区对应两个有效矢量的作用时长；根据零序电压指令u0、直流电源电压Vdc、Z源双逆变器直通占空比d以及直通零矢量作用的时间Tsh，从而计算出逆变器两个零矢量的作用时长，具体方法如下：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第一扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为100和110；此时，由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第四扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为001和011；则通过以下算式计算出逆变器1和逆变器2的零矢量的作用时长：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第二扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为110和010；此时，由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第五扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为001和101；则通过以下算式计算出逆变器1和逆变器2的零矢量的作用时长：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第三扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为010和011；此时，由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第六扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为100和101；则通过以下算式计算出逆变器1和逆变器2的零矢量的作用时长：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第四扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为011和001；此时，由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第一扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为100和110；则通过以下算式计算出逆变器1和逆变器2的零矢量的作用时长：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第五扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为001和101；此时，由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第二扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为110和010；则通过以下算式计算出逆变器1和逆变器2的零矢量的作用时长：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第六扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为101和100；此时，由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第三扇区，该扇区对应的两个有效矢量分别为010和011；则通过以下算式计算出逆变器1和逆变器2的零矢量的作用时长：
其中：Ts为逆变器中功率开关器件的开关周期，T1_111和T1_000分别为逆变器1的两个零矢量111和000对应的作用时长，T2_111和T2_000分别为逆变器2的两个零矢量111和000对应的作用时长，T1_100、T1_011、T1_110、T1_001、T1_101和T1_010分别为逆变器1的六个有效矢量100、011、110、001、101和010对应的作用时长，T2_100、T2_011、T2_110、T2_001、T2_101和T2_010分别为逆变器2的六个有效矢量100、011、110、001、101和010对应的作用时长。
(8)得到两个逆变器各自有效矢量和零矢量作用时长之后，利用Z源-双逆变器协同空间矢量调制策略确定逆变器1和逆变器2的三相上、下桥臂功率器件开关状态比较时间。
已知某一时刻逆变器1有效矢量作用时长分别为T1_x和T1_y，两个零矢量111和000对应的作用时长T1_111和T1_000，逆变器2的两个有效矢量作用时长为T2_x和T2_y，零矢量111和000对应的作用时长T2_111和T2_000，则逆变器1三相上、下桥臂功率器件开关状态比较时间计算如下：
式中：TL1P、TM1P、TH1P为逆变器1三相上桥臂功率器件开关状态比较时间，有TL1P≤TM1P≤TH1P；TL1N、TM1N、TH1N为逆变器1三相下桥臂功率器件开关状态比较时间，有TL1N≤TM1N≤TH1N。
逆变器2功率器件开关状态比较时间需要分情况讨论，在T2_111<T2_000的情况下：
当T2_000/2+Tsh/6≤TM1P且TM1P≤T2_000/2+T2_y/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6时，逆变器2的三相上、下桥臂功率器件开关状态比较时间计算如下：
当T2_000/2+Tsh/6≤TM1P且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3＞TH1P时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当T2_000/2+Tsh/6+T2_y/2≤TM1P时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当TM1P＜T2_000/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3≤TH1P时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当TM1P＜T2_000/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3＞TH1P时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当T2_000/2+Tsh/6＞TH1P-Tsh/6时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
在T2_111>T2_000的情况下：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TL1P时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当TL1P＜T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TM1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2≤TL1P时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当TL1P＜T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TM1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2＞TL1P时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且TL1P＜T2_000/2+T2_y/2≤TM1P-Tsh/6时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且T2_000/2+T2_y/2＞TM1P-Tsh/6时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且T2_000/2+T2_y/2≤TL1P时，逆变器2的三相上、下桥臂开关状态比较时间计算如下：
在T2_111＝T2_000的情况下，逆变器2的三相上、下桥臂功率器件开关状态比较时间计算如下：
式中：TL2P、TM2P、TH2P为逆变器2三相上桥臂功率器件开关状态比较时间，有TL2P≤TM2P≤TH2P；TL2N、TM2N、TH2N为逆变器2三相下桥臂功率器件开关状态比较时间，有TL2N≤TM2N≤TH2N。
得到逆变器1和逆变器2的三相上、下桥臂功率器件开关状态比较时间后，可以根据以下对应关系确定逆变器1和逆变器2的A、B、C三相上、下桥臂功率器件开关状态比较时间：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第一扇区，此时由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第四扇区，则：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第二扇区，此时由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第五扇区，则：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第三扇区，此时由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第六扇区，则：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第四扇区，此时由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第一扇区，则：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第五扇区，此时由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第二扇区，则：
当逆变器1的调制电压矢量u1位于第六扇区，此时由于方向相反，逆变器2的调制电压矢量u2位于第三扇区，则：
式中：TA1P、TB1P、TC1P分别为逆变器1的A、B、C的三相上桥臂功率器件开关状态比较时间，TA1N、TB1N、TC1N分别为逆变器1的A、B、C的三相下桥臂功率器件开关状态比较时间。TA2P、TB2P、TC2P分别为逆变器2的A、B、C的三相上桥臂功率器件开关状态比较时间，TA2N、TB2N、TC2N分别为逆变器2的A、B、C的三相下桥臂功率器件开关状态比较时间。
以下我们对本实施方式进行实验测试，实验平台如图4所示，Z源阻抗网络中的电感选取L1＝L2＝4mH，电容选取C1＝C2＝4700uF，二极管D采用的是超快恢复二极管，型号为RURU15060；Z源-双逆变器的供电电源为一个经调压器和三相不控整流桥输出的直流供电源，其电压为Vdc＝60V；驱动电路采用的是IPM模块(智能功率模块)，型号为PS21865；控制电路采用的是DSP TMS320F28335，DSP所需要的转子位置信号由位置传感器提供，定子三相电流由霍尔传感器采样获得，IGBT的开关频率为10kHz，采样频率为10kHz；开绕组永磁同步电动机的参数如表1所示：
表1
图5(a)和图5(b)为不加零序抑制时的电机运行波形，给定转速为430r/min。图5(a)为三相电流及零序电流波形，可以看到三次相电流有较大的畸变，零序电流主要为三次谐波分量。对A相电流进行频谱分析，总谐波畸变率(THD)为68.25％，谐波中以三次谐波为主，其含量是基波含量的67.78％。图5(b)为A相电流、电磁转矩、电磁功率、电机转速波形，可以看到电磁转矩及电磁功率均有6倍频的脉振，其中电磁转矩的脉振幅度为其中心值的±2Nm。
Z源双逆变器供电的OW-PMSM系统加入零序电流抑制之后，电机稳定运行的实验波形如图6(a)～图6(d)所示，转速给定为430r/min，负载转矩为4.5Nm，Z源逆变器的线性调制度为0.55。图6(a)为三相电流及零序电流波形，图6(b)为A相电流、电磁转矩、电磁功率及电机转速波形，图6(c)为两侧逆变器输出线电压、三相逆变桥直流侧电压及直流供电电源电压波形，图6(d)为a相电流频谱分析结果如。如图6(a)所示，在加入零序电流抑制策略之后，零序电流基本消除，对A相电流进行频谱分析，谐波畸变率(THD)为4.95％，其中三次谐波含量为0.93％；图6(b)中，电磁转矩脉动幅度为±0.3Nm。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种基于Z源双逆变器的共母线开绕组永磁同步电机协同空间矢量调制方法，所述开绕组永磁同步电机由两台共直流母线的三相电压源型逆变器J1和J2为其励磁供电，电机的三相定子绕组一侧接逆变器J1，另一侧接逆变器J2，公共的直流母线通过Z源阻抗网络与直流电压源对接；所述协同空间矢量调制方法包括如下步骤：
(1)采集电机的三相定子电流ia～ic以及直流电源电压Vdc，通过编码器得到电机的转速ω和转子位置角θr；
(2)利用所述转子位置角θr对三相定子电流ia～ic进行坐标变换，得到对应dq0旋转坐标系下的d轴电流分量id、q轴电流分量iq和0轴电流分量i0；
(3)根据转速ω以及d轴电流分量id、q轴电流分量iq和0轴电流分量i0，计算出电机的d轴电压补偿量Δud、q轴电压补偿量Δuq和零序电压补偿量Δu0；
(4)根据d轴电压补偿量Δud、q轴电压补偿量Δuq和零序电压补偿量Δu0，通过d轴电流为零的矢量控制算法计算出d轴电压指令ud、q轴电压指令uq以及零序电压指令u0；
(5)将Z源双逆变器的直通占空比设置为d，计算确定Z源双逆变器直通零矢量的作用时间Tsh；
(6)对所述d轴电压指令ud和q轴电压指令uq进行分配，使逆变器J1的调制电压矢量u1＝(ud+juq)/2，逆变器J2的调制电压矢量u2＝-(ud+juq)/2，j为虚数单位；
(7)对于逆变器J1或J2，利用SVPWM确定其调制电压矢量所在的扇区以及该扇区对应两个有效电压矢量的作用时长，进而根据零序电压指令u0、直流电源电压Vdc以及直通零矢量的作用时间Tsh计算出逆变器两个零矢量的作用时长；
(8)得到逆变器两个零矢量的作用时长后，利用Z源双逆变器协同空间矢量调制策略计算确定逆变器J1和J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间，进而使状态比较时间与PWM三角载波进行比较，生成逆变器J1和J2的三相开关信号并经驱动放大后对各自逆变器中的功率开关器件进行控制。
2.根据权利要求1所述的协同空间矢量调制方法，其特征在于：所述步骤(3)中通过以下公式计算电机的q轴电压补偿量Δuq、d轴电压补偿量Δud和零序电压补偿量Δu0：
其中：Ld和Lq分别为电机的直轴电感和交轴电感，Ψr和Ψ3r分别为电机转子磁链的基波分量和三次谐波分量。
3.根据权利要求1所述的协同空间矢量调制方法，其特征在于：所述步骤(4)中通过d轴电流为零的矢量控制算法，具体过程如下：
4.1使预设的目标转速ωref减去电机实际转速ω，得到转速误差ωerr；
4.2对转速误差ωerr进行PI调节得到电机的q轴电流指令Iq，同时令电机的d轴电流指令Id和零序电流指令I0均为0；
4.3使d轴电流指令Id、q轴电流指令Iq和零序电流指令I0分别减去的d轴电流分量id、q轴电流分量iq和0轴电流分量i0，得到d轴电流误差iderr、q轴电流误差iqerr和零序电流误差i0err；
4.4分别对d轴电流误差iderr和q轴电流误差iqerr进行PI调节得到d轴电压误差uderr和q轴电压误差uqerr，进而使d轴电压补偿量Δud和q轴电压补偿量Δuq分别加上d轴电压误差uderr和q轴电压误差uqerr，即得到d轴电压指令ud和q轴电压指令uq；
4.5对零序电流误差i0err进行PIR调节得到零序电压误差u0err，进而使零序电压补偿量Δu0减去零序电压误差u0err，即得到零序电压指令u0。
4.根据权利要求1所述的协同空间矢量调制方法，其特征在于：所述步骤(5)中根据公式Tsh＝d×Ts计算得到Z源双逆变器直通零矢量的作用时间Tsh，其中Ts为逆变器J1或J2中功率开关器件的开关周期。
5.根据权利要求1所述的协同空间矢量调制方法，其特征在于：所述步骤(7)中计算逆变器两个零矢量的作用时长，具体方法如下：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第一扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[-π/6,π/6)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V1(100)和V2(110)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第四扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V4(011)和V5(001)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第二扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[π/6,π/2)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V2(110)和V3(010)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第五扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V5(001)和V6(101)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第三扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[π/2,5π/6)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V3(010)和V4(011)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第六扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V6(101)和V1(100)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第四扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[5π/6,7π/6)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V4(011)和V5(001)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第一扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V1(100)和V2(110)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第五扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[7π/6,3π/2)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V5(001)和V6(101)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第二扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V2(110)和V3(010)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
当逆变器J1的调制电压矢量u1位于第六扇区，即调制电压矢量u1的方向角∈[3π/2,11π/6)，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V6(101)和V1(100)；此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第三扇区，该扇区对应的两个有效电压矢量分别为V3(010)和V4(011)；由此则通过以下算式计算逆变器J1和J2各自两个零矢量的作用时长：
其中：Ts为逆变器J1或J2中功率开关器件的开关周期，T1_111和T1_000分别为逆变器J1对应零矢量V0(111)和V0(000)的作用时长，T2_111和T2_000分别为逆变器J2对应零矢量V0(111)和V0(000)的作用时长，T1_100、T1_110、T1_010、T1_011、T1_001和T1_101分别为逆变器J1对应有效电压矢量V1(100)、V2(110)、V3(010)、V4(011)、V5(001)和V6(101)的作用时长，T2_100、T2_110、T2_010、T2_011、T2_001和T2_101分别为逆变器J2对应有效电压矢量V1(100)、V2(110)、V3(010)、V4(011)、V5(001)和V6(101)的作用时长。
6.根据权利要求1所述的协同空间矢量调制方法，其特征在于：所述步骤(8)中的Z源双逆变器协同空间矢量调制策略如下：
对于逆变器J1，若当前时刻其调制电压矢量所在扇区对应两个有效电压矢量的作用时长分别为T1_x和T1_y，对应两个零矢量V0(111)和V0(000)的作用时长分别为T1_111和T1_000，则根据以下公式计算逆变器J1三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
其中：TL1P、TM1P、TH1P分别为逆变器J1三相上桥臂功率开关器件的状态比较时间，TL1N、TM1N、TH1N分别为逆变器J1三相下桥臂功率开关器件的状态比较时间；
对于逆变器J2，若当前时刻其调制电压矢量所在扇区对应两个有效电压矢量的作用时长分别为T2_x和T2_y，对应两个零矢量V0(111)和V0(000)的作用时长分别为T2_111和T2_000，则分以下三种情况：
①T2_111＜T2_000情况下：
当T2_000/2+Tsh/6≤TM1P且TM1P≤T2_000/2+T2_y/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+Tsh/6≤TM1P且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3＞TH1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+Tsh/6+T2_y/2≤TM1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当TM1P＜T2_000/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3≤TH1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当TM1P＜T2_000/2+Tsh/6≤TH1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2+Tsh/3＞TH1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+Tsh/6＞TH1P-Tsh/6时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
②T2_111＞T2_000情况下：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TL1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当TL1P＜T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TM1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2≤TL1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当TL1P＜T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2≤TM1P-Tsh/6且T2_000/2+T2_y/2＞TL1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且TL1P＜T2_000/2+T2_y/2≤TM1P-Tsh/6时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且T2_000/2+T2_y/2＞TM1P-Tsh/6时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
当T2_000/2+T2_y/2+T2_x/2+Tsh/6＞TM1P且T2_000/2+T2_y/2≤TL1P时，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
③T2_111＝T2_000情况下，则根据以下公式计算逆变器J2三相上下桥臂功率开关器件的状态比较时间：
其中：TL2P、TM2P、TH2P分别为逆变器J2三相上桥臂功率开关器件的状态比较时间，TL2N、TM2N、TH2N分别为逆变器J2三相下桥臂功率开关器件的状态比较时间。
7.根据权利要求6所述的协同空间矢量调制方法，其特征在于：若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第一扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第四扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第二扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第五扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第三扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第六扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第四扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第一扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第五扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第二扇区，则：
若逆变器J1的调制电压矢量u1位于第六扇区，此时由于方向相反，逆变器J2的调制电压矢量u2位于第三扇区，则：
其中：TA1P、TB1P、TC1P分别为逆变器J1对应A相、B相、C相上桥臂功率开关器件的状态比较时间，TA1N、TB1N、TC1N分别为逆变器J1对应A相、B相、C相下桥臂功率开关器件的状态比较时间，TA2P、TB2P、TC2P分别为逆变器J2对应A相、B相、C相上桥臂功率开关器件的状态比较时间，TA2N、TB2N、TC2N分别为逆变器J2对应A相、B相、C相下桥臂功率开关器件的状态比较时间。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
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| CN108418493A true CN108418493A (zh) | 2018-08-17 |
| CN108418493B CN108418493B (zh) | 2019-10-18 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201810166251.5A Active CN108418493B (zh) | 2018-02-28 | 2018-02-28 | 共母线开绕组永磁同步电机协同空间矢量调制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN108418493B (zh) |
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| CN108418493B (zh) | 2019-10-18 |
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