CN1084086C - 表面声波滤波器 - Google Patents

Abstract

一种SAW滤波器，包括电气连成桥路的两对大致相同的SAW换能器。第一对换能器各有稍不同于第二对换能器的中心频率。两对静态电容的结果是相同的。使用时，如一般桥路一样工作，具有滤波器通带范围内某频率的信号输入滤波器并通过电桥某一臂耦合到桥路的输出端。然而，由于所有的换能器是具有相同电容量(即，静态电容)的相同电容器，故带外信号被阻止。通过该滤波器的通带外信号的传输是以电桥的平衡性能形式而受阻。

Description

表面声波滤波器

本发明涉及表面声波(SAW)滤波器。更具体地说，本发明涉及包括电气耦合以形成桥路的至少两对SAW阻抗元件的SAW滤波器。

现已发现SAW技术在电子学和RF领域内的若干种应用。由于事实上SAW波长通常是电磁波长的1/10⁵，故已找到微型化是重要或理想要求的几种特殊应用场合。这类应用之一是将SAW滤波器用于无线电话中，SAW滤波器所特有的小尺寸和重量显着优于传统技术的，例如陶瓷滤波器，介质滤波器和利用静磁原理的滤波器等。对这类滤波器的一个要求是它们为低通的，一般为1-3dB的介入损耗。

传统SAW滤波器的一个典型实例是横向SAW滤波器，其内SAW能量在两个相隔一定距离的叉指式变换器(IDTs)之间传递。该IDTs各包括两组在一压电基片表面上形成的电极指。每组中的电极指一般电气连接在一起并与另一组的电极指处于交叉(叉指)状态。就IDT的最简单形式而言，一组相邻指之间的间距是一个声波长，即每周期一指。然而，可能每个声波长(周期)有一个以上的指，和对应另一组的个数。在横向SAW滤波器中，电磁能量借助压电效应通过将输入IDT的静电场图耦合到SAW而被转换成SAW能量。SAW滤波器的一个问题是由于由大幅度SAW引起的机械振动削弱了IDT电极指，从而导致滤波器性能变差，使它们的最大输入功率受限。此外，传统滤波器具有较高的损耗，对横向型SAW滤波器通常大于10dB。类似问题也出现在SAW谐振型滤波器。

在1988年6月36卷，6期的IEEE MTT，题为“用于蜂窝无线电系统中800MHz手提电话的微型SAW天线共用器”的文章中揭示了一种提出限制最大输入功率问题的已知滤波器。该已知滤波器利用电气级联连接的一种已知型号的SAW IDTs作为以阶梯型配置连接的SAW谐振器和传统电容器。在这种配置中，SAW谐振器基本上为声音上互不相关并从概念上被模型化而用作电阻抗元件。模型化和使用SAW谐振器作为阻抗元件是可能的，因为诸如SAW谐振器之类的SAW元件有一个部分取决于该SAW谐振器的电极指与SAW机械振动的电一声相互作用的电阻抗。接近该SAW元件的中心频率(即，在该频率下相邻指的间距为λ/2)，它具有一最大电导纳和一个最小电导纳。这两值分别为该SAW元件的电谐振和反谐振频率。当电阻抗需要大变化时，必须使电一声互作用大。因此，采用具有大量电极指对的SAW元件。传统SAW谐振器在变换器两端设有反射器并可采用大量电极对，或可选择采用刚好具有大量指对的变换器。由于已知滤波器中的SAW谐振器可主要用作集总阻抗，故称它们为SAW阻抗元件是方便的。此后当提及至少被用在为其电阻抗特性部件中的任何SAW元件(IDT，SAW谐振器或其他的)时将用该“SAW阻抗元件”术语。就上文所述的各个SAW谐振器从模型上可看成串联连接的集总阻抗元件，和在SAW谐振器一端口与地之间并联连接的传统电容(静态电容C_ST)。该静态电容归因于SAW谐振器两电极之间，SAW谐振器的电极间与地之间的电容以及谐振器至谐振器耦合模式与地之间的电容。

该种已知滤波器可工作在高功率下，因为在滤波器通带中，即，SAW谐振器中心频率区中，大部分信号能量通过谐振器被电气传递。因此，电极指的能量衰减极微。虽然上述滤波器提出了有限的最大输入功率问题，但带外，介入损耗范围通常为20-25dB，这对许多应用场合是不够的。这种低的介入损耗归因于在带外频率范围静态电容使值得注意的能量部分通过滤波器传输，因为在频带外，该滤波器充当电容器梯形滤波器。

按本发明提供的SAW滤波器包括电气耦合以构成桥路的第一对和第二对SAW阻抗元件，而第一对SAW阻抗元件的各SAW阻抗元件的中心频率不同于第二对SAW阻抗元件的各SAW阻抗元件的中心频率，同时第一对SAW阻抗元件的静态阻抗分量大致相当于第二对SAW阻抗元件的静态阻抗分量。

本发明的优点在于：由于静态电容之故，使输入到输出端的传输电压被抵消，从而减小了频带外传输。本发明的另一优点是阻抗元件上几乎不产生声能，因此本发明能处理高输入功率电平。再者，电极指间的相位关系变得不是关键的了。因此，该阻抗元件可为简单的众所周知的周期性结构，这就降低了制造电极结构时所用掩模的复杂性并增大了制造工艺期间的允差百分比。此外，由于阻抗元件产生的声能极小，故不会通过声能互相影响，这对(例如)其频率特性由反射波间的精确相位平衡所确定的谐振滤波器而言，情况是相反的。因此，各阻抗元件可为简单的SAW传感器或单端口(one-port)谐振器并可将这些元件彼此靠近设置仍保持互不串音(acousticallyindependent)。与传统谐振滤波器相反，包含这类阻抗元件的滤波器频率特性是由这些阻抗元件构成的电网络所确定。由于降低了对声音吸收器的必要性，故这有助于滤波器的小型化以及减少电路的复杂性。这样，便可制造出具有改进频率特性与功率处理性的简单而可靠的SAW器件，以替代难以设计和产量低的耦合型谐振滤波器之类的非常复杂的SAW器件。

通过将滤波器的第一和第二对SAW阻抗元件的各SAW阻抗元件的静态阻抗设计成基本相等，便有可能对一对SAW元件的各元件采用同一掩模。

在本发明一个最佳实施例中，第一对SAW阻抗元件的各SAW阻抗元件的中心频率与第二对SAW阻抗元件的各SAW阻抗元件的中心频率之间的相对差(fractional difference)大致是基片电-机耦合系数K²的一半。这样一个最佳实施例的优点是滤波器的带宽可由对基片材料的适当选择来确定，因为参数K²确定了低损耗下的可获得的最大通带。

最好，每个阻抗元件至少有2/K²电极指对。其优点在于：各SAW阻抗元件的电阻抗在接近于其各自中心频率处有大变化。第一和第二对阻抗元件的每个传感器的各电极指宽大致为各阻抗元件中心频率的声波长的1/4。该实施例的优点在于：电极指相对较宽，因而可构成高频滤波器(～2GHz)，而并不使制造工艺期间百分比允差降低至无法接受的程度。该实施例应与为获得低损耗性能而电极指通常为λ/8或λ/16的其他类型低损耗SAW滤波器来比较。在这类滤波器中，最大频率受到生产SAW滤波器所用平版印刷工艺的分辨率所限制。

适当地，可将SAW传感器构成简单的叉指型SAW传感器，SAW谐振器或SAW谐振型结构。这类实施例的优点在于可将众所周知的传感器模式(Patterns)用于本发明，从而简化包含本发明的滤波器的设计。此外，利用SAW谐振器作为阻抗元件的结构能构成特别窄带的滤波器。

可有利地采用变迹叉指电极结构用于本发明，以使滤波器特性最佳化，例如，减小通频带的脉动，或为产生窄带滤波器。

可将依据上述任一实施例配置的有阻抗元件的两个或更多滤波器彼此电气地级联耦合，以形成一个复合滤波器，可如此构成这种装置以使对应于另一滤波器中一对阻抗元件的一个滤波器中的一对阻抗元件的中心频率被优选以抑制由于另一滤波器中相应阻抗元件所引起的复合滤波器通带的脉动。此外，可这样构成这种复合滤波器以使其波形因数相对于单桥滤波器得以改进。

本领域的普通技术人员会懂得：为了实现诸如声变换器之类的功能可以平衡桥式滤波器级联成(例如)叉指IDT那样的两端口SAW器件。

为了清楚和完整起见，应注意：术语SAW包括类似于传统表面声波的其他类型波，诸如掠过表面的体(surface skimming bulk)波(SSBWs)，漏泄波和表面横波(STWs)，和有关贯穿本说明书的SAWs的介绍包括对这类相似波或同类波的介绍。

现仅通过举例和参考附图说明本发明的具体实施例，附图中：

图1表示a)典型的SAW IDT电极结构，和b)这种电极结构的等效电路；

图2表示一个SAW平衡桥式滤波器的示意布局图；

图3表示对中心频率稍有不同的两个传感器的导纳对频率的关系图；

图4表示对一节桥滤波器(虚线)和两节桥滤波器(实线)的传输幅度对频率的关系；和

图5表示包含两个单桥滤波器的复合桥滤波器的概略布局；和

图6表示包含两节的三个标称值完全相同的平衡桥滤波器的传输特性。

图1a表示一般SAW传感器1的示意布局图。相邻指2a和2b构成“指对”并通常相距为声波长(λac)的一半。电极指2a，2b被耦合到构成SAW传感器的电端口的母线3。电极指间的交叉部分(W)定义为传感器的孔径，N是指对数目。这种SAW传感器有如图1(b)所示等效电路。静态电容C_ST是由于邻指2a，2b，母线和连接导线之间电容引起。串联L-C电路表示传感器1接近其中心频率ω_o的电性能。本申请人已发现最佳结果是用具有在各端设置的反射器的SAW传感器获得的。

本发明一个实施例的示意布局图示于图2中。IDT1和IDT2是每对相同传感器之一和以传统电桥电路结构配置。依据我们先前的术语，将传感器IDT1和IDT2称为阻抗元件。

如此选择每个阻抗元件中的电极数目N，使得N≥ΔV/V)^-1，其中(ΔV/V)是短路SAW速度和开路SAW速度之差的比率，并通过方程K²＝2^*(ΔV/V)与电-机耦合参数K相关。N受到支承电桥滤波器的基片的尺寸限制并受到希望减小所谓二阶效应(secoen ordereffects)，即包括在长构件中的声束的衍射；SAWs的衰减；和电极的有限电阻的限制。

此外，电极孔径W和电极数满足条件：

ωC_STWN≥max^m(γ_in，γ_out)^-1

其中ω是阻抗元件的中心频率，C_ST是每单位长度电极的静态电容和γin，γout分别为桥式滤波器的输入和输出负载，最好： $\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{ST}}\mathrm{WN}\≅{({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{in}}\×{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{out}})}^{-1/2},$

该条件导致失配损耗的减小。

桥式滤波器电路的一个重要因素是两对阻抗元件的中心频率是不同的。阻抗元件的中心频率是由其电极的周期数(P)来确定的。在本实施例中，周期之间的差确定了中心频率之差并满足下列关系。 $\frac{1}{2}\frac{\mathrm{\ΔV}}{V}\≤\frac{p_1-p_2}{p_{\mathrm{av}}}\≤\frac{3}{2}\frac{\mathrm{\ΔV}}{V},$

其中P₁ P₂和P_av分别为第一和第二IDT中的电极周期数及它们的平均值。若将周期之差(P₁-P₂)选择成，使在相同频率处一对阻抗元件为最大导纳而另一对阻抗元件为最小导纳则获得该桥式滤波器通带中低损耗及低波动的最佳结果。每个阻抗元件的总静态电容由NC_STW给定，而且将阻抗元件IDT1和IDT2设计成使它们大致具有相等的静态电容是一件简单的事。

在某些情况下，例如，对于窄带器件，利用其他可能性去转移谐振频率可能为优点。该转移可利用下列方法获得：

a)改变元件2对元件1的m/p比值；

b)同时改变孔径和电极数；

c)在传感器和反射器之间和/或IDT内部引入不同宽度的缝隙；

d)改变反射器的数目(这对校正器件特性的形状也可能是有用的)。

所建议方法的组合是可能的。这样做的优点是频率的小变化是可能的，而且虽然IDTs具有不同的谐振频率，但能使所有IDTs具有相同的寄生电容。

图3表示对按照前述规范并支承在64-LiNbO₃基片上的两个不同IDT的导纳绝对值对频率的曲线。选择电导幅度的两个峰值位置以使其获得所需的滤波器带宽。

在本实施例中IDT1和IDT2的中心频率之差已经如此选择，以致它们各自的导纳曲线相交于与桥式滤波器的输入负载和输出负载相对应的导纳处。当然，该输入和输出负载可不必需相等。

在输入和输出负载不等(γinγout)的电路中，为使输入负载和输出负载匹配，可通过适当地变换γin，γout来设计桥式滤波器减小介入损耗然而，若γin和γout差别很大则失配损耗是不可避免的。

典型地，如此选择压电基片和阻抗元件的设计，以使IDT导纳的峰值幅度是IDT′S的静态电容所造成的导纳的10至100倍。该比值越高，可达到的介入损耗就越小。

对本领域技术人员来说，对一所需IDT中心频率，通过适当选择基片材料，指对N的周期数和数目以及孔径W，以满足这些设计标准是简明的。

该桥式滤波器以下列方式操作。当具有桥式滤波器通带外频率的信号加到桥式滤波器输入端时，该信号在滤波器两臂之间被分配。由于传感器IDT1和IDT2的静态电容是相等的，故该信号在桥式滤波器两臂间被等分并在滤波器输出端见到的是零信号。这样，对于频带外信号，静态电容效应被平衡而通过滤波器只有低的传输。

然而，若输入信号频率处于通带内时，则传感器IDT1和IDT2的导纳是不同的(由于SAW产生)，从而使输入信号在每个桥臂内遇到不同的导纳序列。参考图3，IDT2的电反谐振频率发生在接近IDT1电谐振频率的频率而电桥严重不平衡。在电反谐振时，IDT的电导是低的，因此频率为对应于IDT2的电反谐振的ω₁的信号会呈现低的电导。然而，ω₁是IDT1的电谐振频率，因此该信号在包含IDT1的臂中会呈现高电导，同时该信号会通过包含阻抗元件IDT1的臂到达滤波器的输出。在IDT2的谐振频率ω₂，或IDT1的反谐振频率ω₃该电桥也强烈不平衡，因为两臂对中一臂对比另一臂对有较低阻抗。然而，与频率为ω时的情况相反，在这些频率下，桥臂之一有接近于输入和/或输出负载γin，γout的阻抗。这样，在这些频率下出现某些损耗。所以，最大通带受频率ω₂和ω₃所限，最低损耗可在处于导纳曲线1和2的交点(图3中标为A和B)之间的频率范围内获得。

在桥式滤波器通带内，在接近一对IDTs的电谐振频率处与桥式滤波器的输入-输出导纳相比较，一对IDT的电导很高，这意味着仅仅一小部分输入信号电压被加至IDTs。(该电压在输入，输出与粗略正比于阻抗值的网络元件之间分配)。在此情况下能量从输入转至输出基本上以象传统网络中和传输线中一样以电能形式发生。

在带除点，阻抗元件传感器的导纳是低的，桥路中的电流也是低的。这样包含在SAW元件中的每一处的能量流量是低的。最后，在频率阻带范围内，SAW不被激励，因为波形达不到同步，阻抗元件仅仅是电容性的。

由于事实上，在IDT谐振频率附近，几乎所有的信号能量是通过IDT电传送的，故几乎不产生SAW，电极指的机械振动也极小。这样，有可能在不损害电极结构的情况下，在高信号功率下使用桥式滤波器。

在图4中，虚线表示就单桥滤波器电路而言的介入损耗对频率的关系。该桥路利用各有150对单电极(孔径约为25μm，周期≈5μm)的两对IDT。正如可从图4a)见到的，该通带有较差的波形因数。图4b)，表示图4a)所示通带的放大视图，示出存在于通带内的波动高度。该前述滤波器特性可通过级联各桥式滤波器得以改进，从而构成一个包含各桥式滤波器的复合滤波器。特别是，滤波器通带脉动可通过偏移该复合滤波器的相邻滤波器节中相应阻抗元件的中心频率而得以减小。这种频率偏移是由相应阻抗元件的周期间的小差别来确定的。 $\frac{\mathrm{\ΔP}}{P_{\mathrm{av}}}-0.5\frac{\mathrm{\Δf}}{f_{\mathrm{av}}}$

其中Δf是各个桥路之一中通带的脉动周期，而fav和Pav分别是各桥路之一的平均频率和平均周期。

图4中，实线表示具有串联连接的两个桥式滤波器节和对应阻抗元件对的中心频率有小差别的滤波器频率特性，以抑制通带中的脉动。正如从实线可见，复合滤波器特性的波形因数已相对单桥滤波器特性的波形因数得到改善而且通带边缘陡峭得多。

图5示出可用于构成一种含有两个级联桥式滤波器的滤波器的一般简要拓扑布局(topological layout)。为避免另一个阻抗元件产生的SAW被一阻抗元件吸收，可将声吸吸器置于阻抗元件之间。另一可选方案是可将阻抗元件彼此相互设置以使它们处于不同的声通道内。

用图6举例说明了按本发明设计和制造的滤波器的制造可重复性和可靠性。图6示出在64°LiNbO₃上制成和有两对基本相等的阻抗元件(传感器)的三个标称值完全相同的平衡滤波器桥路的传输特性。第一对阻抗元件各有16.32μm的中心波长，每周期4个电极指，指交叉宽度(孔径)为7.35λ和长度为195λ。第二对阻抗元件各有16.00μm的中心波长，每周期4个电极，指交叉宽度(孔径)为7.50λ和长度为207λ。

包含两对元件的传感器之间的长度差异是设计误差，并清楚显现其本身在图6所示传输特性的阻带中的较低抑制电平(-50dB)。

正如从图6可见，要区分一线以上的线几乎是不可能的，该图表明3个滤波器以几乎完全相同的方式工作，因而根据本发明制造的滤波器有高度重复性和可靠性。图6还示出介入损耗为～4dB和在阻带内的衰减为～45dB。人们期望修正了设计误差的新滤波器具有-70dB的阻带损耗。

显然，本领域的技术人员可对本发明作出各种变更和改型。例如，阻抗元件可为能被制成窄带滤波器的SAW谐振器型。另一方面可用交指型叉指传感器。此外，可采用变迹传感器，以进一步抑制通带内的波动和用于设计窄带器件。

鉴于上述说明，显然，本领域技术人员可能在本发明范围内作出各种改型。特别是，术语SAW包括类似于传统表面声波的其他类型波，诸如掠过的体波(skimming bulk waves)(SSBW)，漏波和表面横波(STW)。

本发明揭示的范围包括本文明显地或暗示地所揭示的特点或任何加以推广的任何新特点或其组合，无论其是否与本发明权利要求书有关或缓解由本发明提出的任何或所有问题有关。本申请人由此提请注意：在本申请或由本申请导出的任何进一步申请进行期间，新的权利要求书可对这类特点加以阐明。

Claims (14)

1.一种SAW滤波器，包括电气耦合以构成桥路的第一对和第二对SAW阻抗元件，其中第一对SAW阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的中心频率不同于第二对SAW阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的中心频率，而且第一对SAW阻抗元件的静态电容分量等于第二对SAW阻抗元件的静态电容分量。

2.根据权利要求1的SAW滤波器，其特征在于：第一和第二对SAW阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的静态电容是相等的。

3.根据权利要求1或2的SAW滤波器，其特征在于：第一对阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的中心频率与第二对SAW阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的中心频率之相对差是基片的电-机耦合系数K²的一半。

4.根据权利要求1-3之一的SAW滤波器，其特征在于：在相同的频率下，第一对SAW阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的阻抗最大，而第二对SAW阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的阻抗最小。

5.根据权利要求1-3之一的SAW滤波器，其特征在于：每个阻抗元件具有至少2/K²个电极指对。

6.根据权利要求1-3之一的SAW滤波器，其特征在于：第一和第二对SAW阻抗元件的SAW阻抗元件各自的电极指宽度为各自SAW阻抗元件中心频率之声波长的四分之一。

7.根据权利要求1-3之一的SAW滤波器，其特征在于：第一和第二对SAW阻抗元件均包括叉指型传感器。

8.根据权利要求1-3之一的SAW滤波器，其特征在于：第一和第二对SAW阻抗元件均包括SAW谐振器型结构。

9.根据权利要求1-3之一的SAW滤波器，其特征在于：该滤波器包括变迹SAW阻抗元件。

10.根据权利要求1-3之一的SAW滤波器，其特征在于：该滤波器包括两个或多个SAW滤波器，这两个或多个SAW滤波器为串连级联电耦合的。

11.根据权利要求10的SAW滤波器，其特征在于：所述两个或多个SAW滤波器之一是为抑止由两个或多个SAW滤波器之另一个引起的复合SAW滤波器通带波动而适配的。

12.根据权利要求1-3之一的SAW的滤波器，其特征在于：所述SAW阻抗元件彼此构成一整体。

13.根据权利要求1-3之一的SAW滤波器，其特征在于：第一对SAW阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的中心频率与第二对SAW阻抗元件中的每个SAW阻抗元件的中心频率之差由以下因素求得：

a)各对阻抗元件的各种金属化标空比，或

b)各对阻抗元件的各种电极孔径和电极数目，或

c)在各对阻抗元件之间的变换元件和反射元件的各种大小间隙，或

d)各对阻抗元件的各种反射元件数目。

14.一种包含前述任一权利要求的滤波器的无线电话。

Images