CN108206799A - 一种用于突发通信的载波频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

一种用于突发通信的载波频偏估计方法，本发明的方法为干扰环境下的载波频偏估计方法：1)在发送端处构造训练序列并添加至突发序列头部，该训练序列包含S₁、S₂两部分，二者的幅频特性关于零频对称；2)在接收端处对中频信号匹配滤波、并进行符号速率倍采样得到采样序列；3)对采样序列的前8P个符号进行离散傅里叶变换及功率检测；4)对功率检测结果进行粗估计得到对频偏的粗估计结果5)由粗估计结果的符号可知训练序列幅频特性的哪一侧受干扰影响较小，对受干扰影响较小一侧的频谱对应的训练序列(S₁或S₂)进行内插，对内插结果进行细估计得到载波频偏的最终估计结果该方法属于数据辅助类估计方法，具有计算量小、运算简单的特点，适用于PSK、QAM的通信体制，在多种干扰样式(窄带干扰、部分频带干扰、单音干扰等)下具有良好的估计效果。

Description

一种用于突发通信的载波频偏估计方法

技术领域

本发明涉及一种用于突发通信的载波频偏估计方法，属于无线数字通信领域。

背景技术

同步是通信领域的一个重要问题，包括载波同步、位同步、码同步等。对于采用相干解调的系统，接收端需要提供与接收信号载波同频同相的相干载波，该载波的获取即为载波同步，它作为相干解调的前提与基础，对通信系统的质量有决定性影响。

突发通信是一种特殊的通信机制，信号的持续时间短、传输间隔长、在短时间内传输大量数据，这样能够有效降低信息被截获、干扰的概率。它的应用范围十分广泛，包括地面移动蜂窝通信系统、卫星时分复用系统等。突发通信信号面临着噪声、干扰信号以及信道多径效应的影响。同时，收发端本振特性不一致、相对运动产生的多普勒频偏，使得系统工作在高动态环境中。而受突发通信自身体制的影响，每一帧的载波频偏各不相同，在突发数据持续时间内实现载波同步很困难。综上，在低信噪比、高动态且存在干扰的信道环境中，在短时间内实现载波同步是很有必要的。

在载波同步技术的发展过程中，Fitz、L&R等传统算法只考虑了加性高斯白噪声环境，事实上，随着无线通信的快速发展，信号不仅会受到噪声影响，还会受到各式各样其他信号的干扰，导致以往的载波同步算法性能发生不同程度的恶化，不能满足需要。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术不足，通过采用经过特殊构造的训练序列，结合频域内插的方法，提出一种用于突发通信的载波频偏估计方法，适用于PSK、QAM的通信体制，且在多种干扰样式下具有良好的估计效果。

本发明的技术解决方案：

一种用于突发通信的载波频偏估计方法，通过以下步骤实现：

1)，在发送端处，在经过PSK或QAM符号映射的突发序列前添加8P长的训练序列，如式(1)所示，使得突发序列总长为N，

其中，t(n)(0≤n≤8P-1)是周期为4的训练序列的第n个元素，P为周期重复次数，P为大于等于2的偶数，A是训练序列符号的幅度，j为虚数符号，所述训练序列由均为4P长的子序列S₁、S₂组成，且二者的幅频特性关于零频对称；

2)，在接收端处，将中频信号r(t)(t表示时间)送入匹配滤波器并以符号速率(R_s)对滤波结果进行采样，得到采样序列{r(m)，0≤m≤N-1}，其中，N为序列长度总长，r(m)是采样序列的第m个元素；

3)，对采样序列的前8P个符号即{r(m)，0≤m≤8P-1}进行离散傅里叶变换(DFT)得到{R(k)，-4P≤k≤4P-1}，其中，R(k)为变换结果的第k个元素，接着进一步进行功率检测得到式(2)：

其中，-4P≤k≤4P-1，R₁(k)是功率检测结果的第k个元素；

4)，对步骤3)的结果进行粗估计，得到对载波频偏的粗略估计(单位Hz)，其关于符号速率R_s归一化后得到变换后的粗略估计且(单位rad/s)，粗估计具体过程为：

假设{R₁(k)，-4P≤k≤4P-1}中非零值共有l个(l≥1)，s_i是第i个非零值的序号，其中，-4P≤s_i≤4P-1，1≤i≤l，那么s_i形成集合S＝{s₁，...，s_l}，当载波频偏为0时，s_i对应的频率是f_i＝R_ss_i/8P，同样关于R_s归一化得到变换后的频率ω_i，且ω_i＝2πf_i/R_s＝πs_i/4P，ω_i形成集合频率集合Ω＝{ω₁，...，ω_l}，集合S、Ω中的元素ω_i、s_i通过公式ω_i＝πs_i/4P相互对应；

对{R₁(k)}按下面4种情况进行讨论：

a、若l＝1，则

b、若l＞1且存在k₀(-4P≤k₀≤4P-1)使得|R(k₀)|＞4.6AP，k₀对应的归一化频率为πk₀/4P，则其中表示使得{·}达到最大值时的i值；

c、若a、b均不满足，并且存在s_i′，s_j′∈S(i′≠j′)，使得|ω_i-ω_j′|＝π，则ω_i′或ω_j′均可作为粗估计结果，或ω_j′；

d、如果a、b、c均不满足，那么序列S₁或S₂一定受到了干扰信号的影响，此时：

(1)如果ω_l-ω₁＜π，那么集合Ω中任意值可作为粗估计结果；

(2)如果ω_l-ω₁＞π，将集合S以为界划分为{s₁，...，s_i}{s_i+1，...，s_l}，令D₁为{R₁(k)，s₁≤k≤s_i}的方差，D₂为{R₁(k)，s_i+1≤k≤s_l}的方差，那么当D₁＜D₂时，当D₁≥D₂时，其中是集合S中所有元素的平均值，且

5)，在步骤4)的基础上，通过判断的符号得到受干扰影响较小的训练序列，对其补零完成频谱内插，进而完成细估计，具体为：

若则序列S₁、S₂中S₁受干扰影响较小，在S₁末尾补4P(M-1)个零完成对S₁的M倍内插得到序列{b(q)，0≤q≤4MP-1}，其中，b(q)是补零后序列的第q个元素，内插倍数M是大于0的偶数，对内插结果进行离散傅里叶变换并取绝对值得到幅频特性{B(p)，0≤p≤4MP-1}，幅频特性长为4MP，B(p)是其中的第p个元素，所述步骤4)中对应在区间中，B(j)其中的第j个元素，j_FE使得B(j)在该区间取得最大值，即那么细估计为

若则S₂受干扰影响较小，经过相同过程同样得到j_FE，进而有

本发明相对于现有技术的有益效果：

本发明公开的一种基于特殊构造的训练序列的突发通信载波频偏估计方法，该方法基于频域分析，所构造训练序列的幅频特性关于零频对称，干扰信号无法同时影响两侧的频谱，因而通过运算得知受干扰影响较小的一侧的频谱，进而完成频偏估计。该方法属于数据辅助类估计方法，具有计算量小、运算简单的特点，适用于PSK、QAM的通信体制，在多种干扰样式(窄带干扰、部分频带干扰、单音干扰等)下具有良好的估计效果。该方法对每一突发帧进行独立的频偏估计，具有不带反馈的前向结构，适于数字实现，该方法的频偏估计范围较大，频偏可在-0.2Rs～0.2Rs中变化，估计精度(均方误差)可按需求通过修改内插倍数M及周期重复次数P进行调节，具有较高的灵活性，同时估计精度受干扰功率影响很小，估计均方误差在信噪比不低于-13dB的情况下几乎与干扰功率无关。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种载波频偏估计方法的流程图；

图2为本发明实施例提供的突发序列的结构；

图3为本发明实施例提供的发送端训练序列的幅频特性。

具体实施方式

下面参照附图来说明本发明的实施例。在本发明的一个附图或一种实施方式中描述的元素和特征可以与一个或者更多个其他附图或实施方式中示出的元素和特征相结合。应当注意，为了清楚目的，附图和说明中省略了与本发明无关的、本领域普通技术人员已知的部件和处理的表示和描述。

在本具体实施例中，将使用窄带干扰作为干扰信号，两组QPSK信号作为目标信号进行描述，并利用Matlab软件仿真实现整个过程，仿真参数设定如表1所示。

表1实施例的仿真参数

调制方式	16QAM	训练序列长度	1000符号
				符号速率Rs	10000Baud	突发帧长N	5000符号
载波频偏	223.5Hz	干扰带宽	1000Hz
				内插倍数M	4倍	干扰中心频率	500Hz
信噪比EbN0	5dB	信干比SIR	-10dB

本实施例公开的一种载波频偏估计方法，如图1所示，包括如下步骤：

1)，在发送端处，在经过16QAM符号映射的突发序列前添加1000个符号的训练序列t_n，其突发序列结构如图2所示：

总的突发序列长为5000个符号，训练序列符号的幅度为1，其幅频特性曲线如图3所示；

2)，在接收端处，将接收信号送入匹配滤波器并以符号速率R_s进行采样，得到长度为N的采样序列{r_n，0≤n≤4999}；

3)，对采样序列的前1000个符号进行离散傅里叶变换得到{R(k)，-500≤k≤499}，接着进行功率检测得到{R₁(k)，-500≤k≤499}，其中

4)，对步骤3)的结果进行粗估计得到对载波频偏的粗略估计其中，

{R₁(k)}中非零值共有l＝4个，令其中第i个非零值的序号为s_i，载波频偏为0时R₁(s_i)对应的频率是ω_i＝πs_i/4P，则得到集合S＝{s₁＝-228，s₂＝-227，s₃＝272，s₄＝273}以及Ω＝{ω₁，ω₂，ω₃，ω₄}。不存在-500≤k₀≤499使得|R(k₀)|＞575，同时存在s₂，s₄∈S使得|ω₂-ω₄|＝π，那么可以令

5)，则序列S₁、S₂中S₁受干扰影响较小，在其末尾补2000个零完成频域内插，对内插结果做离散傅里叶变换并求绝对值得到幅频特性B(p)，在区间Λ＝{B(j)，544≤j≤550}中，B(j)的最大值所对应的那么细估计为以Hz为单位即为

本实施例中，对于被干扰信号，窄带干扰的相对带宽为10％、中心频率偏移为2.76％，信干比达到-10dB，信噪比为5dB，估计均方误差为2.25×10^-8。

本实施例的适用对象并不局限于实施例中的QPSK信号体制和干扰样式，而是适用于多种通信体制例如PSK下的其他信号体制、QAM信号体制和多种干扰样式(窄带干扰、单音干扰、部分频带干扰)。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是对于本领域技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些也应视为属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种用于突发通信的载波频偏估计方法，其特征在于，通过以下步骤实现：

1)在发送端处构造8P长的训练序列并添加至突发序列头部，所述训练序列由均为4P长的子序列S₁、S₂组成，且二者的幅频特性关于零频对称，使得总的突发序列长为N，所述训练序列如式(1)所示，

其中，t(n)是周期为4的训练序列的第n个元素，P为周期重复次数，且P为大于等于2的偶数，A是训练序列符号的幅度，j为虚数符号；

2)在接收端处对中频信号r(t)匹配滤波，并以符号速率R_s对滤波结果进行采样得到采样序列{r(m)，0≤m≤N-1}，其中，N为序列长度总长，r(m)是采样序列的第m个元素；

3)对采样序列的前8P个符号进行离散傅里叶变换及功率检测；

4)对功率检测结果进行粗估计得到对频偏的粗估计结果；

5)由粗估计结果的符号可得到训练序列幅频特性的哪一侧受干扰影响较小，对受干扰影响较小一侧的频谱对应的训练序列S₁或S₂进行内插，对内插结果进行细估计得到载波频偏的最终估计结果。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤3)中，经离散傅立叶变化得到{R(k)，-4P≤k≤4P-1}，其中，R(k)为变换结果的第k个元素，进一步进行功率检测得到式(2)：

其中，-4P≤k≤4P-1，R₁(k)是功率检测结果的第k个元素。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：所述步骤4)的具体过程如下：

首先，对步骤3)的结果进行粗估计，得到对载波频偏的粗略估计其关于符号速率R_s归一化后得到变换后的粗略估计且

其次，粗估计过程如下：

假设{R₁(k)，-4P≤k≤4P-1}中非零值共有l个(l≥1)，s_i是第i个非零值的序号，其中，-4P≤s_i≤4P-1，1≤i≤l，那么s_i形成集合S＝{s₁，...，s_l}，当载波频偏为0时，s_i对应的频率是f_i＝R_ss_i/8P，同样关于R_s归一化得到变换后的频率ω_i，且ω_i＝2πf_i/R_s＝πs_i/4P，ω_i形成集合频率集合Ω＝{ω₁，...，ω_l}，集合S、Ω中的元素ω_i、s_i通过公式ω_i＝πs_i/4P相互对应，对{R₁(k)}按下面4种情况进行讨论：

a、若l＝1，则

b、若l＞1且存在k₀(-4P≤k₀≤4P-1)使得|R(k₀)|＞4.6AP，k₀对应的归一化频率为πk₀/4P，则其中表示使得{·}达到最大值时的i值；

c、若a、b均不满足，并且存在s_i′，s_j′∈S(i′≠j′)，使得|ω_i′-ω_j′|＝π，则ω_i′或ω_j′均可作为粗估计结果，或ω_j′；

d、如果a、b、c均不满足，那么序列S₁或S₂一定受到了干扰信号的影响，此时：

(1)如果ω_l-ω₁＜π，那么集合Ω中任意值可作为粗估计结果；

(2)如果ω_l-ω₁＞π，将集合S以为界划分为{s₁，...，s_i}{s_i+1，...，s_l}，令D₁为{R₁(k)，s₁≤k≤s_i}的方差，D₂为{R₁(k)，s_i+1≤k≤s_l}的方差，那么当D₁＜D₂时，当D₁≥D₂时，其中是集合S中所有元素的平均值，且。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：所述步骤5)的具体过程为：在步骤4)的基础上，通过判断的符号得到受干扰影响较小的训练序列，具体为：

若则序列S₁、S₂中S₁受干扰影响较小，在S₁末尾补4P(M-1)个零完成对S₁的M倍内插得到序列{b(q)，0≤q≤4MP-1}，对内插结果进行离散傅里叶变换并取绝对值得到幅频特性{B(p)，0≤p≤4MP-1}，幅频特性长为4MP，所述步骤4)中对应在区间中，j_FE使得B(j)在该区间取得最大值，即那么细估计为

其中，b(q)是补零后序列的第q个元素，M为内插倍数且为大于0的偶数，B(p)是幅频特性中的第p个元素；

若则S₂受干扰影响较小，经过上述相同过程同样得到j_FE，进而有