CN108206718B

CN108206718B - 多输入多输出方式系统的测试装置以及测试方法

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Publication number: CN108206718B
Application number: CN201711224243.3A
Authority: CN
Inventors: 小林武史
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2016-12-19
Filing date: 2017-11-29
Publication date: 2021-05-04
Anticipated expiration: 2037-11-29
Also published as: CN108206718A; JP6581071B2; US20180175950A1; US10171190B2; JP2018101841A

Abstract

本发明能够以较小的电路规模、较少的耗电量来实现对于一种系统的测试装置，所述系统组合了多载波、MIMO方式以及波束成形处理。本发明中，对于由层频域信号生成部(31)输出的R层量的各载波的调制信号，窗函数运算部(32)进行窗函数的频率特性的卷积运算。另一方面，对于由衰落设定部(51)输出的各路径的传播路径特性，波束成形等价运算部(52)进行与波束成形处理等价的运算处理，且对于其运算结果，傅立叶变换部(53)进行傅立叶变换。运算部(54)进行两个运算结果Ht、Fsym的乘法运算，求出由各接收天线接收的信号的频谱信息，将其通过基于时间区域信号生成部(33)的傅立叶逆变换处理来转换成时间区域的信号，并通过位移加法运算部(34)挪动窗函数的长度量来进行加法运算，从而生成各接收天线的接收信号。

Description

多输入多输出方式系统的测试装置以及测试方法

技术领域

本发明涉及一种用于缩小测试装置的电路规模的技术，所述测试装置具有将与MIMO(MultiInput Multi Output)方式对应的终端或内置于该终端的电路基板和集成电路等作为测试对象，并对于在发送天线和接收天线之间假定的N×M个信道的传播路径进行衰落处理的功能，所述MIMO方式以基站侧天线数N、终端侧天线数M来传递从基站朝向移动体终端的下行链路信号。

背景技术

MIMO方式如图9所示，将朝向终端侧的下行链路信号Stx1～StxN从N个(该例子中设为N＝4)基站侧天线(以下称作发送天线)Atx1～AtxN进行发送，并以M个(该例子中设为M＝2)终端侧天线(以下称作接收天线)Arx1～ArxM进行接收。

因此，在各发送天线和各接收天线之间假定N×M个传播路径(信道)，并且关于各信道假定不同的复数U(例如U＝4)个路径。若将包含路径的各信道的传播特性设为H(1,1,1～U)～H(N,M,1～U)，则在测试与MIMO方式对应的移动体终端或用于该移动体终端的电路等时，需要对下行链路信号进行加入了各信道的传播特性以及路径的损失、延迟、多普勒频移等特性的运算处理，最终生成从M个接收天线Arx1～ArxM输出的接收信号Srx1～SrxM并赋予到测试对象1。

另一方面，近年来作为调制方式，已实现基于OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)、UFMC(Universal Filtered Multicarrier)、GFDM(GeneralizedFrequency Division Multiplexing)、FBMC(Filtered Bank Multi-Carrier)等多载波调制方式的高速的信号传递，通过该多载波调制方式和MIMO方式的组合，可实现能够更快速地进行信息通信的MIMO方式系统，但需要对该系统进行测试的装置。

并且，在下一代(第5代)通信方式中，提出使用更高的频带。若如此在通信中使用的频带变高，则能够缩小每个天线的尺寸而构成，因此通过采用将多个天线元件纵横排列的阵列天线结构，并通过赋予到这些天线元件的下行链路信号的相位控制，向通信对象的移动体终端的存在方向高效地放射电波的所谓波束成形成为可能。由此，在将这种下一代移动体终端作为测试对象的测试装置中，需要对于阵列化的大量的天线进行波束成形的运算处理。

图10中示出用于对系统进行测试的测试装置的结构例，所述系统组合了多载波调制方式、MIMO方式以及基于阵列天线的波束成形处理。

该测试装置10是与在多载波调制方式中利用复数K个子载波来进行与终端的通信的OFDM对应的装置，在层频域信号生成部11中，对于欲向测试对象传递的R个序列的传送数据(称作层或流)分别生成并输出复数K个子载波的每一个的调制信号(星座数据)Ssym(1,1)～Ssym(1,K)，Ssym(2,1)～Ssym(2,K)，……，Ssym(R,1)～Ssym(R,K)。该调制信号Ssym是按照每一个OFDM符号，将在频率轴上排列了K个星座数据的数据包含R个序列量的频域的信号。

这些调制信号Ssym被输入到波束成形处理部12，且以从N个发送天线射出的电波的射束特性成为所希望的特性的方式进行运算处理，相对于1个发送天线，转换成复数K个子载波的每一个的波束成形处理信号Sbf(1,1)～Sbf(1,K)，Sbf(2,1)～Sbf(2,K)，……，Sbf(N,1)～Sbf(N,K)。另外，在以下的说明中，包括附图在内，有时将j个一组的信号Sx(i,1)～Sx(i,j)简单记作Sx(i,1～j)。

这些波束成形处理信号Sbf被输入到N组的时间区域信号生成部13(1)～13(N)。各时间区域信号生成部13(i)(i＝1～N)对于K个1组的波束成形处理信号Sbf(i,1～K)进行傅立叶逆变换(IFFT)处理、循环前缀(CP)附加处理、限带处理等，并以OFDM方式转换成规定的时间轴上的信号。

由此，从各时间区域信号生成部13(1)～13(N)输出用于赋予到N个发送天线Atx1～AtxN的发送信号(下行链路信号)Stx1～StxN。

这些发送信号Stx1～StxN被输入到模拟了N×M个信道的传播路径的特性的传播路径模拟器20。

传播路径模拟器20假定在N个发送天线和M个接收天线之间形成的N×M个信道，且对于这些各信道分别假定复数U个路径，对这些N×M×U个的各路径附加所希望的延迟和衰落，并假想生成由M个接收天线分别收到的接收信号。

该传播路径模拟器20是赋予表示无线通信中的接收电平变动的分布的瑞利衰落的模拟器，其具有：延迟设定部21，向对于N个序列的发送信号Stx1～StxN分别设定的复数U个路径赋予规定的延迟并进行输出；衰落设定部22，求出被赋予多普勒频移、MIMO相关信息的瑞利分布的传播路径的特性；以及运算部23，通过利用了从延迟设定部21输出的全部路径量的延迟处理信号Stx(1,1,1～U)，Stx(2,1,1～U)，……，Stx(N,M,1～U)和由衰落设定部22得到的传播特性H(1,1,1～U)，H(2,1,1～U)，……，H(N,M,1～U)的乘加运算(行列的乘法运算)，生成经由N×M×U个假想的传播路径并由M个接收天线接收的接收信号Srx1～SrxM。

在此，延迟设定部21例如将基于存储器的1个样本单位的延迟和基于重采样滤波器的1个样本以下的延迟进行组合，以此来赋予各路径所希望的延迟。

并且，运算部23的运算处理例如如下：

Srx1＝ΣH(1,1,i)·Stx(1,1,i)+ΣH(2,1,i)·Stx(2,1,i)+……

+ΣH(N,1,i)·Stx(N,1,i)

Srx2＝ΣH(1,2,i)·Stx(1,2,i)+ΣH(2,2,i)·Stx(2,2,i)+……

+ΣH(N,2,i)·Stx(N,2,i)

……

SrxM＝ΣH(1,M,i)·Stx(1,M,i)+ΣH(2,M,i)·Stx(2,M,i)+……

+ΣH(N,M,i)·Stx(N,M,i)。

其中，记号Σ表示i＝1～U为止的总和。

将如此得到的接收信号Srx1～SrxM赋予到测试对象1，由此能够测试与由测试装置设定的发送接收天线之间的传播路径的状态相对应的测试对象1的动作。

另外，虽然在传播路径模拟器中未包含，但用于对如上述将多载波调制方式和MIMO方式进行组合的系统进行测试的测试装置例如公开在以下专利文献1中。

专利文献1：US2014/0126618A1

如上述结构的测试装置，在进行波束成形处理的系统中，阵列化的发送天线的数量N例如如128这样变得非常的大，随此将傅立叶逆变换处理并列N个序列量来进行的时间区域信号生成部13需要128组，电路规模变得非常庞大。

并且，传播路径模拟器20的延迟设定部21如前述，需要通过存储器和重采样滤波器的组合来赋予任意延迟的硬件结构，因此为了如上述向对于128个序列的信号分别设定的复数U个路径赋予任意的延迟，仍旧导致其电路规模非常庞大，且装置大型化，制造成本以及耗电量变大。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题，提供一种即使在组合了多载波调制方式、MIMO方式以及波束成形处理的系统中发送天线数较多时，仍能够实现较小的电路规模、较少的耗电量的测试装置以及测试方法。

为实现所述目的，本发明的MIMO方式系统的测试装置将在相对于1个移动体终端的通信中采用以下3种方式的系统作为测试对象即使用复数K个载波的多载波调制方式、发送天线数为N且接收天线数为M的MIMO方式以及对基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性进行设定的波束成形处理方式，并且在所述发送天线和接收天线之间假定N×M个信道、以及在各信道分别具有复数U个路径的模拟传播路径，生成经由该传播路径并由M个接收天线接收的接收信号来赋予所述测试对象，所述MIMO方式系统的测试装置的特征在于，具备：

层频域信号生成部(31)，对于用于向所述测试对象传递的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号；

窗函数运算部(32)，对于所述层频域信号生成部所输出的R×K个序列量的调制信号，作为相当于基于时间区域内的窗函数的乘法运算的信号切割的频域内的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算；

传播路径模拟器(50)，求出在所述发送天线和所述接收天线之间假定的全部路径的传播路径特性，进行与用于将基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性设为所希望的特性的波束成形处理等价的运算处理，进行加入了每一路径的延迟的傅立叶变换，求出频域中的传播路径特性，并结合所述窗函数运算部的运算结果，生成以所述各接收天线分别接收的信号的频谱信息；

时间区域信号生成部(33)，对于所述传播路径模拟器的运算结果进行傅立叶逆变换处理，生成以所述各接收天线分别接收的时间区域的信号；以及

位移加法运算部(34)，将所述时间区域信号生成部所生成的时间区域的信号挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，从而生成由所述各接收天线分别接收的连续的接收信号。

并且，在本发明的MIMO方式系统的测试装置中，所述传播路径模拟器具备：

波束成形等价运算部(52)，对于由所述衰落设定部求出的N×M×U个路径量的传播路径特性，进行与波束成形处理等价的运算处理，所述波束成形处理用于将基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性设为所希望的特性；

傅立叶变换部(53)，对于通过所述波束成形等价运算部得到的全部路径的传播路径特性，进行加入了每一路径的延迟的傅立叶变换，并求出频域中的传播路径特性；以及

运算部(54)，通过由所述傅立叶变换部得到的频域中的传播路径特性和所述窗函数运算部的运算结果的乘法运算，求出由所述各接收天线分别接收的信号的频谱信息。

衰落设定部(51)，求出在所述发送天线和所述接收天线之间假定的全部路径的传播路径特性；

傅立叶变换部(53′)，对于由所述衰落设定部得到的全部路径的传播路径特性，进行加入了每一路径的延迟的傅立叶变换，并求出频域中的传播路径特性；

波束成形等价运算部(52′)，对于由所述傅立叶变换部求出的频域中的传播路径特性，进行与波束成形处理等价的运算处理，所述波束成形处理用于将基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性设为所希望的特性；以及

运算部(54′)，通过所述波束成形等价运算部的运算结果和所述窗函数运算部的运算结果的乘法运算，求出由所述各接收天线分别接收的信号的频谱信息。

波束成形等价运算部(52″)，对于所述窗函数运算部的运算结果进行与波束成形处理等价的运算处理，所述波束成形处理用于将基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性设为所希望的特性；

傅立叶变换部(53′)，对于由所述衰落设定部得到的全部路径的传播路径特性，进行加入了每一路径的延迟的傅立叶变换，并求出频域中的传播路径特性；以及

运算部(54″)，通过由所述傅立叶变换部求出的频域中的传播路径特性和波束成形等价运算部的运算结果的乘法运算，求出由所述各接收天线分别接收的信号的频谱信息。

并且，本发明的MIMO方式系统的测试方法将在相对于1个移动体终端的通信中采用以下3种方式的系统作为测试对象即使用复数K个载波的多载波调制方式、发送天线数为N且接收天线数为M的MIMO方式以及对基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性进行设定的波束成形处理方式，并且在所述发送天线和接收天线之间假定N×M个信道、以及在各信道分别具有复数U个路径的模拟传播路径，生成经由该传播路径并由M个接收天线接收的接收信号并赋予所述测试对象，该MIMO方式系统的测试方法的特征在于，包含以下阶段：

对于用于向所述测试对象传递的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号的阶段；

对于所述R×N个序列量的调制信号，作为相当于基于时间区域内的窗函数的乘法运算的信号切割的频域内的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算的阶段；

求出在所述发送天线和所述接收天线之间假定的全部路径的传播路径特性的阶段；

对于所述已求出的全部路径的传播路径特性，进行与波束成形处理等价的运算处理的阶段，所述波束成形处理用于将基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性设为所希望的特性；

对于由与所述波束成形处理等价的运算处理得到的全部路径的传播路径特性，进行加入了每一路径的延迟的傅立叶变换，并求出频域中的传播路径特性的阶段；

通过所述频域中的传播路径特性和所述窗函数的频率特性的卷积运算的结果的乘法运算，求出由所述各接收天线分别接收的信号的频谱信息的阶段；

对于所述频谱信息进行傅立叶逆变换处理，并生成由所述各接收天线分别接收的时间区域的信号的阶段；以及

将所述生成的时间区域的信号挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，并生成由所述各接收天线分别接收的连续的接收信号的阶段。

发明效果

如此，在本发明的实施例中，关于R层的数据信号串分别生成每一载波的调制信号，对于该调制信号，作为相当于基于时间区域内的窗函数的乘法运算的信号切割的频域内的处理，进行窗函数的频率特性的卷积运算，并且对于全部路径的传播路径特性进行与决定基于复数个发送天线的放射束特性的波束成形处理相同的运算处理，对于其结果，进行加入了每一路径的延迟的傅立叶变换，求出加入了波束成形的频域中的传播路径特性，通过该频域中的传播路径特性与窗函数的频率特性的卷积运算的结果的乘法运算，求出由各接收天线分别接收的信号的频域的信息(频谱信息)，对其进行傅立叶逆变换处理来生成时间区域的信号，将其挪动窗函数的长度量来进行加法运算，从而生成由各接收天线分别接收的连续的接收信号。

如此，在本发明的实施例中，在频域内进行传播路径的特性和调制信号的乘法运算，并由其运算结果来生成时间区域信号，因此与如以往的方式那样将每一发送天线的频域的信号进行傅立叶逆变换来变换成时间区域的信号后赋予传播路径特性的情况相比，能够大幅减小进行傅立叶逆变换的电路以及生成传播路径特性的电路的规模。

例如当R＝2、N＝128、M＝8且载波数为K时，在以往的方式中，为了生成时间区域信号，需要将K个一组的信号以128(＝N)组量并列地进行傅立叶逆变换，但在本发明的实施例中，作为最小的情况，将K个一组的信号以8(＝M)组量并列地进行傅立叶逆变换即可，能够将电路规模缩小为M/N。

其中，在本发明的实施例中，需要进行用于将全部路径的传播路径特性变换到频域中的傅立叶变换处理，在该傅立叶变换处理中，时间区域中的各路径的延迟量在频域内与各路径的频率成分的转速对应，因此以往在时间区域内进行的通过存储器和重采样滤波器的组合来对各路径赋予延迟的硬件，可替换成傅立叶变换中的旋转处理，比较两者的硬件规模，本发明的实施例明显有利。

而且，对于衰落设定部的输出进行波束成形等价运算部的运算处理，并对其结果进行傅立叶变换，因此傅立叶变换处理进行R×M×U个序列量即可，使用其结果的运算部的运算也只对于最少R×K个序列的输入进行即可，因此与傅立叶变换处理的增加相比，运算部的运算处理的减少效果明显大，由此能够将电路规模进一步缩小。

并且，本发明的其他实施例中，对于通过对传播路径的特性进行傅立叶变换而得到的结果，进行与波束成形处理等价的运算处理，并在频域内进行传播路径的特性和调制信号的乘法运算，因此能够将进行用于生成时间区域信号的运算处理的电路规模与以往装置相比缩小为M/N，能够以小规模实现N相对于M明显大的系统。

并且，在本发明的另一实施例中，对于窗函数的卷积运算的结果进行与波束成形处理等价的运算处理，并在频域内进行传播路径的特性和调制信号的乘法运算，因此能够将进行用于生成时间区域信号的运算处理的电路规模与以往装置相比缩小为M/N，能够以小规模实现N相对于M明显大的系统。

附图说明

图1是用于说明本发明的原理的时序图。

图2是表示时间区域的窗函数的一例的图。

图3是表示时间区域的窗函数的另一例的图。

图4是表示本发明的实施方式的结构的图。

图5是本发明的实施方式的主要部分的结构图。

图6是本发明的实施方式的主要部分的结构图。

图7是表示本发明的另一实施方式的结构的图。

图8是表示本发明的另一实施方式的结构的图。

图9是表示多路MIMO的传播路径的一例的图。

图10是以往装置的结构图。

具体实施方式

以下，根据附图对本发明的实施方式进行说明，在对具体结构进行说明之前，先对本发明的测试装置的原理进行说明。

本发明在所述的OFDM、UFMC、GFDM、FBMC等多载波调制方式中，能够用作实施N×M个MIMO(N＞M)时的传播路径模拟器，在如3D-MIMO/Massive-MIMO那样发送天线数相比接收天线数非常多的情况下特别有效。以下，作为调制方式，主要关注OFDM来进行说明。

在本发明中，如下式(1)，按照每一个能够忽略MIMO传播路径的特性的时间变化的程度的时间跨度(每隔Tc)，设为在该时间跨度内MIMO传播路径的特性恒定，并在该频率区域内实施MIMO传播路径处理。

Tc<<1/f_d(f_d：多普勒频率)……(1)

例如，当为OFDM时，如下式(2)，使将1个OFDM符号长度Tsym(＝有效数据长度+循环前缀长度)进行P分割的长度Tc满足式(1)(P分割无需一定为等分)。

Tc＝Tsym/P(P＝1，2，3，......)......(2)

图1是表示时间区域中的P＝2的例子的图，对于图1的(a)所示的OFDM的信号串如图1的(b1)～(b4)那样乘以矩形窗函数来进行剪切而得到波形，将对于所得到的波形实施了多路传播处理、滤波处理等的波形以如图1的(c1)～(c4)所示那样偏移Tc量的状态获得，并进行加法处理来获得最终的发送信号，所述矩形窗函数例如为将1符号长度Tsym以Tc＝Tsym/2来进行2分割的矩形窗函数。

关于实际使用的定域(localization)(信号切割)用的窗函数的长度Tc′，为了抑制所对应的频率特性的扩大而使端部变圆，从而可以设为稍大于Tc，对于将该窗函数的时序一边依次各挪动Tc一边进行乘法运算的每一个波形实施MIMO信道的多路传播路径处理、滤波处理等。并且，关于被分割的每一个波形的时间长度，比Tc′还要长多路的延迟时间量以及基于滤波处理的增加量Td。是将一边将它们各挪动Tc一边进行加法运算的波形作为处理结果的思考方法。作为处理结果的波形，当为N×M个MIMO传播路径的情况下，计算M个系统量。

图2是表示定域用的窗函数(区间长度：Tc′)的详细情况的图，能够利用于例如将1个OFDM符号分割成多个的情况等。成为满足奈奎斯特准则的特性，是如将该窗函数各挪动了Tc的区间连续相连的特性。该时间区域中的窗函数的滚降(roll off)越大，则在频域内的扩大得到抑制，从而能够抑制后述的窗函数运算部32中的滤波器的抽头数。

并且，在调制方式为FBMC的1个符号信息扩散的时间(V·Tc)(V为重叠因数)内，当MIMO传播路径的特性可视为恒定(V·Tc<<1/f_d)时，如图3所示，也能够使用该FBMC用的定域用窗函数其本身。

上述处理是在时间轴上假定的，本发明通过将除最后的加法处理以外在频域内实施等价的处理，并且对其他信号进行与以往对层信号进行的波束成形处理等价的处理，以此来缩小测试装置整体的电路规模。

接着，对应用了本发明的测试装置的实施方式进行说明。

图4表示本发明的实施方式的测试装置30的结构。

测试装置30是将在相对于1个移动体终端的通信中，将采用以下3种方式的系统作为测试对象即使用复数K个载波的多载波调制方式、发送天线数为N且接收天线数为M的MIMO方式、以及对基于天线数为N的发送天线的放射束特性进行设定的波束成形处理方式，并且在发送天线和接收天线之间假定N×M个信道、以及在各信道分别具有复数U个路径的模拟的传播路径，生成经由该传播路径以M个接收天线接收的接收信号并赋予测试对象的MIMO方式系统的测试装置。另外，在以下的说明中，设为多载波调制方式为OFDM的情况，由于OFDM中将在与终端的通信中使用的多个载波称作“子载波”，因此在以下的说明中也记作“子载波”。

该测试装置30具有层频域信号生成部31、窗函数运算部32、时间区域信号生成部33、位移加法运算部34以及传播路径模拟器50。

在此，测试装置30由未图示的计算机装置构成。该计算机装置分别具有未图示的CPU(Central Processing Unit)、ROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、DSP(digital signal processor)以及IC(integrated circuit)等。

层频域信号生成部31对于欲向测试对象传递的R个序列传送数据(称作层或流)分别生成并输出复数K个子载波的每一个的调制信号(星座数据)Ssym(1,1)～Ssym(1,K)，Ssym(2,1)～Ssym(2,K)，……，Ssym(R,1)～Ssym(R,K)。该调制信号是将按照每一OFDM符号在频率轴上排列K个星座数据的数据含有R个序列量的频域的信号。另外，原理上，层数R为测试对象的接收天线数M以下的值。

在此，将该星座数据如下以Ssym,r,k这种记号的复数表示。

Ssym,r,k……(3)

sym：OFDM符号序号

r＝{1，2，3，……，R}：发送层序号索引

k＝{1，2，3，……，K}：子载波序号索引

另外，在图4中，为使信号Ssym,r,k的索引更易理解，以Ssym(r,k)的形式表示(其他信号也相同)。

并且，将配置星座数据的间隔(子载波间隔)设为fsc。fsc与OFDM符号长度Tsym(＝有效数据长度+循环前缀长度)存在以下关系。

有效数据长度＝1/fsc……(4)

Tsym＝(1/fsc)+循环前缀长度……(5)

并且，窗函数运算部32对于从层频域信号生成部31输出的K×R个序列量的调制信号不进行时间区域内的定域用的窗函数的频率特性的卷积运算，而是在时间区域内得到相当于定域用的窗函数的乘算的结果(其中，窗函数的时间长度需要设为可忽略传播路径特性的变化的程度的时间长度)。

若进行更具体的说明，窗函数运算部32实施以下处理。

作为与在时间区域内对区间长Tc′的定域用的窗函数fw_τ(τ为时间轴方向的索引)进行乘法运算等价的处理，对定域用的窗函数的傅立叶变换(Coe_p,i)[i为频率方向的系数索引，p为1个OFDM符号中的窗函数的序号]在频域内进行卷积处理。

在此，对于将长度Tsym的1个OFDM符号进行P分割的第p个(p＝1，2，3，……,P)的区间长Tc′的定域用的窗函数的乘法运算计算，如下进行公式化。其中，根据(Tc′+Td)和1/fsc(以层频域信号生成部31的输出的子载波间隔fsc实施IFFT时的时间区域的周期)的大小关系，决定处理后的频域上的采样间隔。

(a)当(Tc′+Td)＞1/fsc时

通过将频域内的采样间隔进行细分，时间长度(Tc′+Td)的波形不产生时间区域内的混叠(重叠)。即如下式(6)、(7)所示，将插值系数设为Dsc，以卷积处理结果的频域内的采样间隔成为1/Dsc倍的方式进行插值处理，以满足(Tc′+Td)＜1/(fsc/Dsc)。(是相当于在原先的子载波彼此之间设置Dsc-1个零后实施基于卷积的滤波处理的处理。)

[数式1]

F_{sym，p，r，k’}

＝∑S_sym，r，[(k’-g)/Dsc+<K/2>+1]-i·Coe_p，Dsc·i+g

g＝k’％Dsc……(6)

Coe_p，Dsc·i+g＝DFT(fw_τ)·e^Z·window(Dsc·i+g)

Z＝-j2π·fsc·(i+g/Dsc)·Tc·(1/2+p-1)

……(7)

在此，式(6)的记号Σ表示i＝-TapNum/2～TapNum/2为止的总和。并且，设window(i)为抽头长为Dsc·(TapNum+1)的窗函数。DFT(fw_τ)为过渡至时间跨度1/(fsc/Dsc)的离散傅立叶变换。将fw_τ设为如下波形，即其中心位于时间0，且若使波形仅延迟Tc·(1/2+p-1)则移动至与p对应的位置。

并且，式(7)的e^Z是赋予了相当于在时间区域内使波形仅延迟Tc·(1/2+p-1)的频域上的旋转的项。

并且，在式(6)中，k’表示插值处理后的频率索引，存在k’＝{Dsc·(0-<K/2>)，Dsc·(1-<K/2>)，......，Dsc·(K-1-<K/2>)}的位置分别对应k＝{1，2，3，......K}的调制波Ssym，r，k的关系。另外，式(6)的括弧记号<A>表示不超过A的最大的整数(以下相同)。

并且，式(6)的记号％为余数运算符，g为将k’除以Dsc时的余数。其中，式(6)需要在-Dsc·(<K/2>+TapNum/2)≤k’≤Dsc·(<K/2>+TapNum/2)的范围内进行计算，且在i＜0以及i＞K的范围内设为Ssym，r，i＝0。

(b)当(Tc′+Td)＜1/fsc时

如下式(8)、(9)所示，对于卷积处理结果的采样间隔，以与频域信号生成部31的输出相同的方式进行卷积处理(无插值)。

[数式2]

F_{sym，p，r，k’}

＝∑S_sym，r，(k’+<K/2>+1)-i·Coe_p，i……(8)

Coe_p，i＝DFT(fw_τ)·e^z’·window(i)

，Z’＝-j2π·fsc·i·Tc·(1/2+p-1)

……(9)

在此，式(8)的记号Σ表示i＝-TapNum/2～TapNum/2为止的总和。并且，设window(i)为抽头长为(TapNum+1)的窗函数。DFT(fw_τ)为过渡至时间跨度1/fsc的离散傅立叶变换。将Fw_τ设为如下波形，即其中心位于时间0，且使波形仅延迟Tc·(1/2+p-1)则移动至与p对应的位置。

并且，式(9)的e^Z’是赋予了相当于在时间区域内使波形仅延迟Tc·(1/2+p-1)的频域上的旋转的项。

并且，在式(8)中，k’表示频率索引，存在k’＝{-<K/2>，1-<K/2>，......，K-1-<K/2>}的位置分别对应k＝{1，2，3，......K}的调制波Ssym，r，k的关系。其中，式(8)需要在-(<K/2>+TapNum/2)≤k’≤(<K/2>+TapNum/2)的范围内进行计算，且在i＜0以及i＞K的范围内设为Ssym，r，i＝0。

传播路径模拟器50是赋予表示无线通信中的接收电平变动的分布的瑞利衰落的装置，本实施方式中，进行在频域内赋予衰落的处理。

该传播路径模拟器50具有衰落设定部51、波束成形等价运算部52、傅立叶变换部53以及运算部54。

衰落设定部51对于形成传播路径的所有路径的振幅特性和相位特性赋予与瑞利分布相应的变动，并且求出包含基于测试对象的移动的多普勒频移等的传播路径特性At。

该衰落设定部51的构成为任意，例如如图5所示，将由加性高斯白噪声发生器(AWGN)51a生成的成为瑞利分布的基的高斯白噪声信号Gn(1，1，1～U)～Gn(N，M，1～U)输入到多普勒滤波器51b来赋予多普勒频谱，将其输出Dp(1，1，1～U)～Dp(N，M，1～U)输入到MIMO相关设定部51c来赋予MIMO相关，将其输出Mc(1，1，1～U)～Mc(N，M，1～U)输入到插值器51d来将其输出作为每一路径的传播路径特性At(1，1，1～U)～At(N，M，1～U)来输出。另外，插值器51d进行用于使基于窗函数运算部32的以Tc为间隔的信号切割和对其进行乘法运算的传播路径的特性和速率相匹配的插值处理。除了该结构以外，还能够采用通过多个基元波的组合来求出传播路径特性的方式。

波束成形等价运算部52对于由衰落设定部51求出的N×M×U个路径量的传播路径特性At，进行与设定基于天线数为N的发送天线的放射束特性的波束成形处理方式等价的运算处理，并求出加入了发送天线的放射束特性的所有路径的传播路径特性。

该波束成形处理中，对于所输入的传播路径特性At乘以为了得到所希望的放射束特性而预先指定的波束成形行列W。

傅立叶变换部53对通过波束成形等价运算部52得到的所有路径的传播路径特性AW赋予延迟来进行傅立叶变换，从而生成表示MIMO传播路径的特性的频域的信号Ht。

具体而言，按照每一时间长度Tc实施R×M个的信道的脉冲响应×波束成形行列的傅立叶变换。若将各信道的路径数设为U个，则时间t中的第r个发送层和第m个接收天线之间的传播路径特性At,r,m,u的脉冲响应可由下式来表示。

Ht,r,m＝ΣAt,r,m,u·δ(t-τ_u)……(10)

其中，记号Σ表示u＝1～U为止的总和。

该傅立叶变换能够由下式(11)来表示。

[数式3]

H_{t，n，m，k’}＝∑A_{t，n，m，u·e} ^y

y＝-2π·τ_u·Δf·k’

……(11)

其中，记号Σ表示u＝1～U为止的总和。k’为频率轴上的索引，且设为-Dsc·(<K/2>+TapNum/2)≤k’≤Dsc·(<K/2>+TapNum/2)的范围。并且，Δf表示子载波间隔。

如上式(11)中所示，傅立叶变换部53仅由旋转和累加的运算块构成，且在旋转信息中包含延迟信息，因此与如以往装置那样通过存储器和重采样滤波器的组合来对各路径赋予延迟的结构相比，能够大幅缩小电路规模。

运算部54对于窗函数运算部32的运算结果乘以傅立叶变换部53的输出，从而在频域内赋予时间区域内的MIMO传播路径特性，并求出由各接收天线接收的信号的频域的信息(频谱信息)。

该处理如下式(12)，通过按照每一频率索引k’乘以传播路径行列来计算第m个接收天线的频域内的接收信号。

Sfsym,p,m,k'＝ΣHt,r,m,k'·Fsym,p,r,k'……(12)

其中，记号Σ表示r＝1～R为止的总和，设Ht,r,m,k'的时间索引t为与(sym,p)对应的时间。与前述相同，设频率轴上的索引k'取-Dsc·(<K/2>+TapNum/2)≤k'≤Dsc·(<K/2>+TapNum/2)的范围。

如此一来，通过传播路径模拟器50而被赋予频域中的MIMO传播路径特性的信号Sfsym,p,m,k'被输入到时间区域信号生成部33。时间区域信号生成部33如图6所示，具有限带滤波器33a以及傅立叶逆变换部33b。

限带滤波器33a如下式(13)所示，对于输入信号Sfsym,p,m,k'实施限带滤波器的特性(BandFil_k)的频域中的乘法运算，进行频带限制。另外，该限带处理也能够省略。

Sbsym,p,m,k'＝Sfsym,p,m,k'·BandFil_k'……(13)

傅立叶逆变换部33b如下式(14)，对于被频带限制的频域的信号Sbsym,p,m,k'(或者传播路径模拟器50的输出信号Sfsym,p,m,k')，通过进行高速傅立叶逆变换IFFT来变换成时间区域的信号Stsym,p,m,τ。

Stsym,p,m,τ＝IFFT(Sbsym,p,m,k')……(14)

其中，设τ＝{1，2，3，……，Nfft}为时间索引。Nfft设为FFT点数。

而且，k’在Dsc·(<K/2>+TapNum/2)＜k'＜Nfft-Dsc·(<K/2>+TapNum/2)中时，Sbsym,p,m,k'＝0，且Sbsym,p,m,k'设为以Nfft为周期而具有周期性。即，设关于整数i，Sbsym,p,m,k'＝Sbsym,p,m,(k'+i·Nfft)成立。

转换成该时间区域的信号Stsym,p,m,τ通过位移加法运算部34，如下式(15)所示，挪动所述窗函数的时间区域中的长度量并依次进行加法运算，从而生成维持了连续性的接收信号。即，对于上式(14)的处理结果，如图1所示一边挪动时间Tc一边进行加法运算，从而得到1个序列量的连续的接收信号。将其以M个序列量并列地进行，从而能够生成M个序列量的连续的接收信号。

[数式4]

在式(15)中，设fs为时间区域内的采样频率。

另外，波束成形处理通常对于层频域信号生成部31的输出来进行，但如本实施方式，即使对于衰落设定部51的输出进行，最终的计算结果也是相同的。对此在以下示出。

将原本的R层的调制信号的行列[Ss]、已进行窗函数处理的信号的行列[Ss′]、波束成形行列[W]、发送天线和接收天线之间的信道的传播路径的特性的行列[a0]、进行了其脉冲响应的傅立叶变换的行列[H0]以及运算部54的输出的行列[Sf]分别如下进行表示。其中，记号Fourie{B}表示B的傅立叶变换。

[数式5]

并且，相反地，对于R层的调制信号串进行波束成形处理时，下式(16)成立。记号INTP{C}表示对于C的窗函数处理。

[Sf]＝[H0]INTP{[W][Ss]}

＝[H0][W]INTP{[Ss]}

＝[H0][W][Ss′]……(16)

在上述式(16)中，若将傅立叶变换后的行列[H0]以原本的特性的行列[a0]表示并展开则能够如下进行表示。

[Sf]＝Σ{[a0]e^Z}[W][Ss′]……(17)

＝Σ{[a0][W]e^Z}[Ss′]……(18)

Z＝-2π·τu·Δf·k′

其中，记号Σ表示u＝1～U为止的总和。

上述式(18)的Σ{[a0][W]e^Z}项是将传播路径的衰落特性[a0]乘以波束成形行列的结果(AW)进行傅立叶变换的项，由于是对该傅立叶变换的运算结果乘以由窗函数处理得到的信号[Ss′]，因此实现了基于上述实施方式的构成的处理。即，如实施方式所示，即使对于衰落设定部51的输出进行波束成形处理，其最终的运算结果也不会改变。

如此，实施方式的测试装置30对于R层的每一个子载波的调制信号，作为相当于基于时间区域内的窗函数的乘法运算的信号切割的频域内的处理，进行窗函数的频率特性的卷积运算，并且对于全部路径的传播路径特性进行与波束成形处理等价的运算处理来进行傅立叶变换，并求出频域中的传播路径特性，并且通过该频域中的传播路径特性和窗函数的频率特性的卷积运算的结果的乘法运算来求出由各接收天线分别接收的信号的频域的信息(频谱信息)，对其进行傅立叶逆变换处理来生成时间区域的信号，并将其挪动窗函数的长度量来进行加法运算，从而生成由各接收天线分别接收的连续的接收信号。

因此，与如以往方式那样将每一发送天线的频域的信号进行傅立叶逆变换来变换成时间区域的信号后赋予传播路径特性的情况相比，能够大幅缩小进行傅立叶逆变换的电路的规模。

例如，当N＝128、M＝8、层数R＝2、子载波数为K时，在以往的方式中，为生成时间区域信号，需要将K个一组的信号以128(＝N)组量并列地进行傅立叶逆变换，但在本实施方式中，将Dsc·K个一组的信号以8(＝M)组量并列地进行傅立叶逆变换即可。在此，若插值系数Dsc为1(无插值时)，则能够将乘法运算的次数缩小为M/N。

并且，当进行插值时，能够将乘法运算的次数缩小为(M·2^L′·log₂2^L′)/(N·2^L·log₂2^L)，且若Dsc·M＜N，则能够以比以往电路更少的乘法运算次数来实现。其中，L为满足(2^L-1)＜K≤2^L的整数，L′为满足(2^L′-1)＜Dsc·K≤2^L′的整数。

而且，通过设为对于衰落设定部51所输出的传播路径的特性进行波束成形处理的结构，窗函数运算部32为以相对于R×K个序列的信号串的运算处理来输出最少(Dsc＝1)R×K个序列的信号串的结构即可。并且，运算部54也为相对于最少R×K个序列的信号串进行运算处理的结构即可。

因此，例如当发送天线数N＝128、接收天线数M＝4时，若将层数R设为2，则与以往在时间轴上进行N×K个序列的信号串的运算处理的情况相比，粗略计算能够以R/N＝1/64的电路规模进行运算处理，即使将层数R设为与M相等，也能够以R/N＝1/32的电路规模进行运算处理。

并且，在本实施方式的情况下，需要进行用于将衰落信息变换到频域内的傅立叶变换处理，但在该傅立叶变换处理中，时间区域内的各路径的延迟量在频域内与各路径的频率成分的转速相对应，因此以往在时间区域内进行的通过存储器和重采样滤波器的组合来对各路径赋予延迟的硬件，可替换成傅立叶变换中的旋转处理，比较两者的硬件规模，本实施方式明显有利。而且，在傅立叶变换之前，通过进行波束成形处理来将进行傅立叶变换处理的信号的序列数减少为R/N，因此只要稍微加大电路规模即可。

在所述实施方式中，对于衰落设定部51的输出进行与波束成形处理等价的运算处理，所述式(16)能够如下变形。

[Sf]＝[H0][W][Ss′]

＝{[H0][W]}×[Ss′]……(16a)

＝[H0]×{[W][Ss′]}……(16b)

上述式(16a)中对于由{[H0][W]}的运算得到的结果乘以[Ss′]的乘法运算，如图7所示的测试装置30′成为如下结构：由傅立叶变换部53′进行相对于衰落设定部51的输出的傅立叶变换处理，对于其运算结果Ht(相当于[H0])，运算部54′对于由波束成形等价运算部52′进行波束成形行列[W]的乘法运算处理的结果HW、以及窗函数运算部32的运算结果Fsym(相当于[Ss′])进行乘法运算处理。

并且，上述式(16b)中对于由{[W][Ss′]}的运算得到的结果乘以[H0]，如图8所示的测试装置30″成为如下结构：运算部54″对于由傅立叶变换部53′进行的相对于衰落设定部51的输出的傅立叶变换处理的结果Ht(相当于[H0])、以及由波束成形等价运算部52″对于窗函数运算部32的运算结果Fsym(相当于[Ss′])进行波束成形行列[W]的乘法运算处理而得到的结果FW进行乘法运算处理。

在这些测试装置30′、30″的情况下，将传播路径的特性和调制信号的乘法运算在频域中进行这一点也与所述实施方式相同，且能够将进行用于生成时间区域信号的运算处理的电路规模与以往装置相比缩小为M/N，能够以小规模实现N相对于M明显大的系统。

另外，在上述实施方式中，在时间区域信号生成部33设置有限带滤波器33a，但也可以省略限带滤波器33a而将运算部54的输出直接输入到傅立叶逆变换部33b。

并且，也能够在傅立叶逆变换处理之后在时间区域内进行限带滤波器的处理，此时，需要对于由傅立叶逆变换处理得到的时间区域的信号进行卷积运算处理。相对于此，如本实施方式，若将限带滤波器设置于傅立叶逆变换处理的前一级，则能够以频域内的乘法运算处理来完成滤波处理，且能够以与卷积运算相比明显少的运算量来执行处理，即使在设置限带滤波器时仍能够进行高速处理。

并且，在上述说明中，对多载波调制方式为OFDM的情况进行了说明，但在使用了其他多载波调制方式即UFMC、GFDM、FBMC等的MIMO系统中也能够同样地适用本发明。

尤其，在期待利用于第4代Evolution以及第5代的移动电话方式中的3D-MIMO/Massive-MIMO中，成为作为基站的发送天线数压倒性地多于移动台的接收天线数的状态，本发明是非常有效的。

符号说明

1-测试对象，30、30′、30″-MIMO方式系统的测试装置，31-层频域信号生成部，32-窗函数运算部，33-时间区域信号生成部，33a-限带滤波器，33b-傅立叶逆变换部，34-位移加法运算部，50-传播路径模拟器，51-衰落设定部，51a-AWGN，51b-多普勒滤波器，51c-MIMO相关设定部，51d-插值器，52、52′、52″-波束成形等价运算部，53、53′-傅立叶变换部，54、54′、54″-运算部。

Claims

1.一种MIMO方式系统的测试装置，该测试装置将在相对于1个移动体终端的通信中采用以下3种方式的系统作为测试对象即使用复数K个载波的多载波调制方式、发送天线数为N且接收天线数为M的MIMO方式以及对基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性进行设定的波束成形处理方式，并且在所述发送天线和接收天线之间假定N×M个信道、以及在各信道分别具有复数U个路径的模拟传播路径，生成经由该传播路径并由M个接收天线接收的接收信号来赋予所述测试对象，所述MIMO方式系统的测试装置的特征在于，具备：

传播路径模拟器(50)，求出频域中的传播路径特性，并结合所述窗函数运算部的运算结果，生成以所述各接收天线分别接收的信号的频谱信息；

位移加法运算部(34)，将所述时间区域信号生成部所生成的时间区域的信号挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，从而生成由所述各接收天线分别接收的连续的接收信号，

所述传播路径模拟器具备：

2.一种MIMO方式系统的测试装置，该测试装置将在相对于1个移动体终端的通信中采用以下3种方式的系统作为测试对象即使用复数K个载波的多载波调制方式、发送天线数为N且接收天线数为M的MIMO方式以及对基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性进行设定的波束成形处理方式，并且在所述发送天线和接收天线之间假定N×M个信道、以及在各信道分别具有复数U个路径的模拟传播路径，生成经由该传播路径并由M个接收天线接收的接收信号来赋予所述测试对象，所述MIMO方式系统的测试装置的特征在于，具备：

位移加法运算部(34)，将所述时间区域信号生成部所生成的时间区域的信号挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，从而生成由所述各接收天线分别接收的连续的接收信号,

所述传播路径模拟器具备：

3.一种MIMO方式系统的测试方法，该测试方法将在相对于1个移动体终端的通信中采用以下3种方式的系统作为测试对象即使用复数K个载波的多载波调制方式、发送天线数为N且接收天线数为M的MIMO方式以及对基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性进行设定的波束成形处理方式，并且在所述发送天线和接收天线之间假定N×M个信道、以及在各信道分别具有复数U个路径的模拟传播路径，生成经由该传播路径并由M个接收天线接收的接收信号并赋予所述测试对象，该MIMO方式系统的测试方法的特征在于，包含以下阶段：

对于R×K个序列量的调制信号，作为相当于基于时间区域内的窗函数的乘法运算的信号切割的频域内的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算的阶段；

4.一种MIMO方式系统的测试方法，该测试方法将在相对于1个移动体终端的通信中采用以下3种方式的系统作为测试对象即使用复数K个载波的多载波调制方式、发送天线数为N且接收天线数为M的MIMO方式以及对基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性进行设定的波束成形处理方式，并且在所述发送天线和接收天线之间假定N×M个信道、以及在各信道分别具有复数U个路径的模拟传播路径，生成经由该传播路径并由M个接收天线接收的接收信号来赋予所述测试对象，所述MIMO方式系统的测试方法的特征在于，具备：

对于所述求出的全部路径的传播路径特性，进行加入了每一路径的延迟的傅立叶变换，并求出频域中的传播路径特性的阶段；

对于所述频域中的传播路径特性，进行与波束成形处理等价的运算处理的阶段，所述波束成形处理用于将基于所述天线数为N的发送天线的放射束特性设为所希望的特性；

通过与所述波束成形处理等价的运算处理中得到的传播路径特性和所述窗函数的频率特性的卷积运算的乘法运算，求出由所述各接收天线分别接收的信号的频谱信息的阶段，

对于所述频谱信息进行傅立叶逆变换处理，生成以所述各接收天线分别接收的时间区域的信号的阶段；以及

将所述生成的时间区域的信号挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，从而生成由所述各接收天线分别接收的连续的接收信号的阶段。