CN108141202A - 包括自适应模块和校正模块的分区块频域自适应滤波器设备 - Google Patents

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Abstract

一种分区块频域自适应滤波器设备，包括：频域自适应滤波器，被配置为根据由滤波器系数的多个块构成的滤波器系数集合来对时域输入信号的频域表示进行滤波，以产生滤波的信号；多个并行布置的滤波器更新块，所述滤波器更新块中的每个被配置为基于通过频域表示信号的块和包括滤波的信号的表示在内的频域控制信号的循环相关所收集的更新信号，更新滤波器系数的块中的一个；其中所述滤波器更新块中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的自适应序列的自适应模块：通过将与约束矩阵相比复杂度更小的近似约束矩阵应用于针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的无约束梯度更新，来计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的约束梯度更新的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号推导出的，以及通过将近似约束矩阵应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度更新上引入的累积误差；其中所述滤波器更新块中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的校正序列的校正模块：通过将频域约束矩阵应用于约束梯度更新的近似与累积误差之和，计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的校正约束梯度更新。

Description

包括自适应模块和校正模块的分区块频域自适应滤波器设备
技术领域
本发明涉及一种分区块频域自适应滤波器设备。更具体地，本发明涉及一种用于分区块频域自适应滤波器(PBFDAF)设备的新颖约束概念。
背景技术
分区块频域自适应滤波器设备例如根据参考文献[10]是已知的。根据参考文献[10]的设备的一个缺点是它们的高复杂性。
发明内容
本发明的目的在于提供一种改进的分区块频域自适应滤波器设备。
该目的通过一种分区块频域自适应滤波器设备来实现，该设备包括：
频域自适应滤波器，被配置为根据由滤波器系数的多个块构成的滤波器系数集合来对时域输入信号的频域表示进行滤波，以产生滤波的信号；
多个并行布置的滤波器更新块，所述滤波器更新块中的每个被配置为基于通过频域表示信号的块和包括滤波的信号的表示在内的频域控制信号的循环相关所收集的更新信号，更新滤波器系数的块中的一个；
其中所述滤波器更新块中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的自适应序列的自适应模块：
通过将与约束矩阵相比复杂度更小的近似约束矩阵应用于针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的无约束梯度更新，来计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的约束梯度更新的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号推导出的，以及
通过将近似约束矩阵应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度更新上引入的累积误差；
其中所述滤波器更新块中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的校正序列的校正模块：
通过将约束矩阵应用于约束梯度更新的近似与累积误差之和，计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的校正约束梯度更新。
约束矩阵是将矩形窗口函数应用于时域中的块的循环相关的频域等效函数，以仅选择线性分量，其可以被定义为：
其中n是时间索引，M是离散傅立叶变换(DFT)的长度，并且N是块中的滤波器系数的数量。
根据参考文献[4]中提供的分析，约束矩阵G的元素可以按照以下方式定义：
其中如果k＝k’则G(k，k’)＝N/M；其中k和k’是离散频率索引，并且WM＝e(-j2π/M)是DFT基函数。
术语近似约束矩阵是指频域中的约束矩阵的任意近似，其与约束矩阵具有相同数量的列和行，但具有比约束矩阵更低的复杂度。特别地，可以通过将一些元素设置为零来实现复杂度的降低。
本发明通过简化约束操作来降低分区块频域自适应滤波器设备的复杂度。与先前提出的其他设备相比，根据本发明的设备允许降低复杂度而不会显着降低自适应滤波的收敛速度，其在设计参数方面是灵活的并且它是完全可并行的，因为它仅基于一个块的累积误差来校正该块的梯度更新的近似。
根据本发明的分区块频域自适应滤波器设备可以用于声学回波消除。此外，可以使用本发明来独立于具体应用降低任意分区块频域自适应滤波器设备的复杂度。更准确地说，它可以用于其他应用，如系统识别、降噪、信道均衡等。
根据本发明的优选实施例，分区块频域自适应滤波器设备包括校正序列控制模块，该校正序列控制模块被配置为在执行自适应序列之后判定滤波器更新块是否应用了校正序列以及滤波器更新块中的哪个应用了校正序列。
根据本发明的优选实施例，校正序列控制模块被配置为基于所述滤波器更新块的累积误差判定滤波器更新块是否应用了校正序列以及滤波器更新块中的哪个应用了校正序列。
根据本发明的优选实施例，校正序列控制模块包括校正方案，该校正方案针对滤波器更新块中的每个定义在相应的滤波器分区处在应用校正序列之前的自适应序列的数量。
根据本发明的优选实施例，针对滤波器更新块中的每个，响应于频域控制信号的改变超过阈值，在相应的滤波器分区处在应用校正序列之前的自适应序列的数量减小。
根据本发明的优选实施例，针对滤波器更新块中的每个，基于所述频域控制信号的测量，在相应的滤波器分区处在应用校正序列之前的自适应序列的数量被动态调整。
根据本发明的优选实施例，分区块频域自适应滤波器设备包括近似约束矩阵更新模块，其被配置为动态调整近似约束矩阵的复杂度。
根据本发明的优选实施例，近似约束矩阵更新模块被配置为根据频域控制信号的测量来动态调整近似约束矩阵的复杂度。
根据本发明的优选实施例，近似约束矩阵更新模块被配置为响应于频域控制信号的改变超过阈值，增大近似约束矩阵的复杂度。
在另一方面，本发明提供了一种用于消除时域输入信号的回波信号的设备。该设备包括分区块频域自适应滤波器设备，该分区块频域自适应滤波器设备包括：
频域自适应滤波器，被配置为根据由滤波器系数的多个块构成的滤波器系数集合来对时域输入信号的频域表示进行滤波，以产生滤波的信号；
频域到时域转换器，被配置为将滤波的信号转换成表示回波信号在时域中的估计的估计回波信号；
减法模块，用于通过从包括回波信号的待处理信号中减去估计回波信号来产生输出信号；
多个并行布置的滤波器更新块，所述滤波器更新块中的每个被配置为基于通过频域表示信号的块和包括滤波的信号的表示在内的频域控制信号的循环相关所收集的更新信号，更新滤波器系数的块中的一个；
其中所述滤波器更新块中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的自适应序列的自适应模块：
通过将与约束矩阵相比复杂度更小的近似约束矩阵应用于针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的无约束梯度更新，计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的约束梯度更新的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号推导出的，以及
通过将近似约束矩阵应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度上引入的累积误差；
其中所述滤波器更新块中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的校正序列的校正模块：
通过将约束矩阵应用于约束梯度更新的近似与累积误差之和，计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的校正约束梯度更新。
在另一方面，本发明提供了一种自适应滤波方法，包括以下步骤：
使用频域自适应滤波器，根据由滤波器系数的多个块构成的滤波器系数集合对时域输入信号的频域表示信号进行滤波，以便产生滤波的信号；
使用多个并行布置的滤波器更新块中的每个滤波器更新分区，基于通过频域表示信号的块和包括滤波的信号的表示在内的频域控制信号的循环相关所收集的更新信号，更新滤波器系数的块中的一个；
通过使用相应滤波器更新块的自适应模块来针对滤波器更新块中的每个执行自适应序列，该自适应序列包括以下步骤：
通过将与约束矩阵相比复杂度更小的近似约束矩阵应用于针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的无约束梯度更新，计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的约束梯度更新的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号推导出的，以及
通过将近似约束矩阵应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度上引入的累积误差；
通过使用相应滤波器更新块的校正模块来针对滤波器更新块中的每个执行校正序列，该校正序列包括以下步骤：
通过将频域约束矩阵应用于约束梯度更新的近似与累积误差之和，来计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的校正约束梯度更新。
一种用于自适应滤波的计算机程序，当在处理器上运行时，执行本发明的方法。
附图说明
随后将参照附图讨论本发明的优选实施例，在附图中：
图1以示意图提供了根据来自参考文献[1]的现有技术的频域自适应滤波器(FDAF)设备的总体结构的概述；
图2以示意图提供了根据现有技术的频域自适应滤波器(PBFDAF)设备的总体结构的概述；
图3以示意图示出了根据本发明的分区块频域滤波器设备的第一实施例；
图4以示意图示出了根据本发明的分区块频域滤波器设备的第二实施例；
图5以示意图示出了根据本发明的约束操作；
图6提供了与不同约束矩阵相对应的时域约束窗口的示例，其中假设50％的窗口重叠；
图7提供了与不同约束矩阵相对应的时域约束窗口的示例，其中假设75％的窗口重叠；
图8以框图的形式示出了校正序列控制模块的第一实施例的操作原理；
图9提供了校正方案的示例；
图10以框图的形式示出了校正序列控制模块的第二实施例的操作原理；
图11提供了频域中的时域窗口及其相应的约束矩阵的示例；以及
图12以示意图示出了根据本发明的用于消除时域输入信号的回波信号的设备的第一实施例。
具体实施方式
在描述本发明的新特征之前，首先将给出通过执行离散傅立叶变换域(DFT域)中的卷积而出现的问题中的一些洞察和对约束操作的描述。之后将给出针对频域自适应滤波器的问题的公式以及它们在声学回波消除(AEC)的具体环境中的基于分区块的实现。
例如，在免提通信场景中，使用声学回波消除来应对扬声器和麦克风之间的电声耦合。电声耦合是扬声器或远端信号通过房间传播并由麦克风获取的结果。结果，麦克风信号不仅包含期望的近端语音和背景噪声，还包含声学回波信号。声学回波消除器使用自适应滤波器算法，例如参见参考文献[1]和[2]，以识别估计声学回波信号所需的声学回波路径。然后，在传输之前从麦克风信号中减去估计的回波。
图1提供了根据参考文献[1]的频域自适应滤波器(FDAF)设备的总体结构的概述。由于在DFT域中计算卷积(和相关)，所以频域自适应滤波器设备与其时域对应方相比提供更低的算法复杂度。然而，在DFT域中执行的卷积或相关对应于长度为M的循环卷积或相关，M是时域中DFT的长度，参见参考文献[3]，即，
其中m是离散帧索引，表示长度为M的循环卷积，并且上标(·)H表示Hermitian转置。在剩下的部分中使用下面的符号，粗体字母用于矢量，并且带下划线的粗体字母用于方矩阵。大写字母用于表示DFT域中的变量。由于在下文中将着重于在DFT域中执行的相关，将描述用于循环相关的约束操作。时域循环相关的定义见参考文献[3]，
其中n表示离散时间索引，((·))M表示M模运算。如果假设的长度是M并且的长度是L＜M，则在参考文献[3]中只有首先的M-L+1个系数与线性相关一致，而最后的L-1个抽头(tap)是卷绕结果。如参考文献[1]所述，可以通过仅选择线性系数并将其余系数设置为零来将循环相关的结果线性化。该过程被表示为约束操作。
图1描述了来自参考文献[1]的使用重叠保存(OLS)方法的FDAF算法的总体结构。必须提及的是，还可以使用重叠相加(OLA)方法，但为了简洁起见，仅描述OLS。在问题公式中使用的符号如下，x(n)是通过近端房间传播的输入或远端信号，d(n)＝x(n)*h(n)是回波信号，且y(n)＝d(n)+r(n)是麦克风获得的信号——在这种情况下，它被认为受近端信号干扰，并可以表示为s(n)，背景噪声可以表示为，从而r(n)＝s(n)+v(n)。由h(n)表示的扬声器和麦克风之间的声学回波路径被建模为长度为L的有限脉冲响应滤波器(FIR滤波器)。自适应算法用于识别h(n)，这是获得估计回波信号所必需的，其中上标^表示估计。
在参考文献[1]中强调，驱动自适应算法的误差信号应当在时域中计算，即或者如果在DFT域中计算则被完美约束。此后，贯穿本说明书，术语“约束”和“无约束”仅指梯度更新其是在DFT域中计算的相关结果。自适应滤波器通过下式更新
其中m是时间帧索引，并且是具有的元素的对角矩阵，是时域窗口，其在其主对角线上消除无约束梯度更新中的不期望分量。遵循参考文献[1]中的OLS方法定义，DFT域输入信号是并且误差信号由下式表示
其中
且
其中R是帧移位，输入信号具有与DFT相同的长度，并且V＞R是误差信号的长度。另外，为了紧凑，梯度更新已经包括步长矩阵为了获得滤波器更新的L个线性抽头，DFT的长度必须是M≥L+V-1。在参考文献[1]中描述的OLS和OLA方法是针对V＝L定义的，因此选择M＝2L，这是因为偶数长度快速傅里叶变换(FFT)可以更有效地实现为奇数长度FFT。给出和的定义，得到的将包含L+1个线性分量以及M-L-1＝V-1个卷绕分量。但是，为了一致性，被定义为，
其中可以观察到估计的回波路径矢量，
必须是零填充的，并且零填充的长度是V。如图1所示，通常在时域中消除卷绕分量，但是也可以通过将无约束滤波器更新乘以频域中的约束矩阵来选择线性分量，
其中是M×M DFT矩阵，是频域约束矩阵。为了分析的结构，首先必须定义时域中的约束窗口
此后，根据参考文献[4]中提供的分析，约束矩阵的元素为
其中如果k＝k’则G(k，k’)＝L/M；其中k和k’是离散频率索引，并且WM＝e(-j2π/M)是DFT基函数。后者的表达强调了这样的事实，即该运算相当于频域到频域的变换(类似于抽取运算)。从(9)可以推出，如果关系L/M足够大，则的主对角线将占主导地位。另外，如果M足够大，则非对角线上的值将快速衰减并趋于可忽略的值，参见参考文献[4]。
图2示出了分区块频域自适应滤波器设备的示例。首次在参考文献[5]中提出的FDAF的基于分割块的公式提供了与无分区的FDAF实现相比较低的算法延迟。为了减少延迟，自适应滤波器被分区成长度为N＝ceil(L/B)的B个块，因此，
其中b表示块索引。因此，现在也可以使用OLS方法来减小DFT长度，以获得N个线性系数，输入信号帧的长度必须为M≥N+V-1，其中V是误差信号和的零填充的长度(如已经为FDAF问题公式所定义的)。此后，输入信号块被定义为，
xb(m)＝[x(mR-bN-M+1)，…，x(mR-bN)]T， (11)
并且通过从麦克风信号中减去估计的回波来获得误差信号，其中估计的回波是针对每个块对所有贡献求和而获得的， 即
其中，
并且a(m)＝[a(mR-V+1)，…，a(mR)]T，，其中
其中，是对循环卷积进行线性化所需要的窗口，而其余部分被假设为被完美应用。最后，自适应滤波器的一个块的更新描述如下
很明显，现在FFT的长度减少了，但必须对每帧执行2B次FFT，以正确地对循环相关进行线性化。在一些应用中，希望或者甚至有必要进一步降低基于分区块的自适应算法的复杂度，并且最直接的可能性是通过省略约束操作来减少每帧的变换数量。另一种可能性是简化频域约束矩阵。然而，这些简化通常是以PB-FDAF算法的性能损失为代价的。
一方面，如果使用未分区的问题公式，则每帧只需要一个IFFT和一个FFT，其长度通常足够长，以便能够省略约束操作而不会明显损害性能。约束操作的省略通常表示为无约束方法。另一方面，如果使用基于分区块的公式，则FFT的长度会减少。因此，省略约束操作所引起的误差变得不可忽略，因为这个误差随着M的减小(这与的非对角线上的值的减小率有关)而增加。
过去，提出了若干种方法来降低PB-FDAF算法的复杂性而不损害性能。下面将简要介绍这些方法。然而，首先必须提到的是，每个块的约束操作可以以两种方式执行，即
其中(14)可以被解释为应对自适应之前的卷绕误差，(15)用于应对自适应之后的卷绕误差。如果使用约束矩阵而没有任何简化，则两个表达式在数学上相等，但是是不同实现的结果。
之前提出的降低PBFDAF算法的算法复杂度的一些方法是
·无约束FDAF和PBFDAF，参考文献[6]和[7]
·替代无约束PBFDAF，参考文献[7]
·交替约束方法，参考文献[8]
·修改的交替约束方法，参考文献[9]。
所有这些方法以及本发明的目的都是为了减少每帧FFT的总数量。前面提到的参考文献[6]和[7]中提出的无约束方法直接省略了约束操作，即
它也可以按照参考文献[4]中的建议进行应用，
其中，是缩放的单位矩阵，其等同于仅考虑的主对角线。在参考文献[7]中提出的替代无约束方法替代地使用(14)针对每帧约束一个块。然而，这三种方法不断累积更新的滤波器系数中的卷绕误差，这降低了收敛速度。
如参考文献[8]中所提出的，交替约束方法在无约束算法的顶部使用(15)。通过这样做，校正之间的累积卷绕误差被消除。该方法允许进一步降低复杂度，这可以在增大校正之间的帧间隔P的情况下实现。然后，滤波器分两步更新，
其中，仅在((m/P))B∈N0的结果是非负的自然数的情况下，块bc才被校正。
在参考文献[9]中，提出了基于交替约束方法的修改的交替约束方法，并且其也分两步(修改和校正)被应用。参考文献[9]和[10]中描述的方法的主要新颖之处在于它使用约束窗口的近似来减少自适应步骤中每个块的卷绕分量。在[9]中提出的约束窗口的近似值是
其针对50％重叠。时域中得到的窗口是提升的正弦窗口，其可以减少卷绕误差。然而，线性系数也被修改并且必须在校正步骤中被补偿，在该步骤中也消除了其余的卷绕误差。
修改的交替约束方法使用之前块和之后块(在[10]中表示为相邻块)的卷绕分量，以补偿在一个块的线性系数上引入的误差。因此，需要校正两个块才能完全补偿一个块的线性分量；因此第一块和最后一块没有被完全补偿。
图3以示意图示出了根据本发明的分区块频域滤波器设备1的第一实施例。
该分区块频域自适应滤波器设备1包括：
频域自适应滤波器2，被配置为根据由滤波器系数的多个块FB.1、FB.2、FB.B构成的滤波器系数集合来对时域输入信号IS的频域表示FDS进行滤波，以产生滤波的信号FS；
多个并行布置的滤波器更新块3.1、3.2、3.B，所述滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个被配置为基于通过频域表示信号FDS的块BFDS.1、BFDS.2、BFDS.B和包括滤波的信号FS的表示RFS在内的频域控制信号FCS的循环相关所收集的更新信号US.1、US.2、US.B，来更新滤波器系数的块FB.1、FB.2、FB.B中的一个；
其中所述滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的自适应序列AS(参见图5)的自适应模块4.1、4.2、4.B：
通过将与约束矩阵FCM相比复杂度更小的近似约束矩阵ACM(参见图12)应用于针对滤波器系数的相应块FB.1、FB.2、FB.B的滤波器系数的无约束梯度更新，计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的约束梯度更新CU.1、CU.2、CU.B的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号US.1、US.2、US.B推导出的，以及
通过将近似约束矩阵ACM应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度更新上引入的累积误差CE.1、CE.2、CE.B；
其中所述滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的校正序列CS(参见图5)的校正模块5.1、5.2、5.B：
通过将频域约束矩阵FCM应用于约束梯度更新CU.1、CU.2、CU.B与累积误差CE.1、CE.2、CE.B之和，计算针对滤波器系数的相应块FB.1、FB.2、FB.B的滤波器系数的校正约束梯度更新CCU.1、CCU.2、CCU.B。
分区块频域自适应滤波器设备1如下操作：时域输入信号IS被时域到频域转换器6转换成频域表示信号FDS。块处理器7提取频域表示信号FDS的块BFDS.1、BFDS.2、BFDS.B，其被共轭以获得共轭块BFDS′.i、BFDS′.2、BFDS′.B，它们是计算DFT域中的相关所必需的。频域表示信号FDS被频域自适应滤波器转换成频域中的滤波的信号FS，其中滤波器系数的块FB.1、FB.2、FB.B被使用。滤波的信号FS然后由频域到时域转换器8转换为时域滤波的信号FTS。之后，由减法模块9从待处理信号STP中减去时域滤波的信号FTS。如此产生的输出信号OS被时域到频域转换器10转换回频域，该时域到频域转换器10输出包括滤波的信号FS的表示RFS在内的频域控制信号FCS。
循环相关模块11.1通过将频域控制信号FCS与频域表示信号FDS的共轭块BFDS′.1相乘来执行循环相关，以便产生更新信号US.1。以同样的方式，循环相关模块11.2通过将频域控制信号FCS与频域表示信号FDS的共轭块BFDS′.2相乘来执行循环相关，以便产生更新信号US.2。类似地，循环相关模块11.B通过将频域控制信号FCS与频域表示信号FDS的共轭块BFDS′.B相乘来执行循环相关，以产生更新信号US.B。
更新信号US.1、US.2和US.B中的每一个被馈送到自适应模块4.1、4.2、4.2之一。每个自适应模块计算约束梯度更新CU.1、CU.2、CU.B的近似和累积误差CE.1、CE.2、CE.B。累积误差CE.1、CE.2、CE.B被转发到校正模块5.1、5.2、5.B，而通过切换开关12.1、12.2、12.B中的相应开关，约束梯度更新CU.1、CU.2、CU.B的近似可以被交替地转发到校正模块5.1、5.2、5.B或滤波器系数的块FB.1、FB.2、FB.B。
根据本发明的优选实施例，分区块频域自适应滤波器设备1包括校正序列控制模块13，该校正序列控制模块被配置为在执行自适应序列AS之后判定滤波器更新块3.1、3.2、3.B是否应用了校正序列以及滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的哪些应用了校正序列。
在另一方面，本发明提供了一种自适应滤波方法，包括以下步骤：
使用频域自适应滤波器2，以根据由滤波器系数的多个块FB.1、FB.2、FB.B构成的滤波器系数集合来对时域输入信号的频域表示FDS进行滤波，以便产生滤波的信号FS；
使用多个并行布置的滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个滤波器更新块3.1、3.2、3.B，以基于通过频域表示信号FDS的块和包括滤波的信号FS的表示RFS在内的频域控制信号FCS的循环相关所收集的更新信号US.1、US.2、US.B，来更新滤波器系数的块FB.1、FB.2、FB.B中的一个；
通过使用相应的滤波器更新块3.1、3.2、3.B的自适应模块4.1、4.2、4.B针对每个滤波器更新块3.1、3.2、3.B执行自适应序列AS，所述自适应序列AS包括以下步骤：
通过将与约束矩阵FCM相比复杂度更小的近似约束矩阵ACM应用于针对滤波器系数的相应块FB.1、FB.2、FB.B的滤波器系数的无约束梯度更新，计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的约束梯度更新CU.1、CU.2、CU.B的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号US.1、US.2、US.B推导出的，以及
通过将近似约束矩阵ACM应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度上引入的累积误差CE.1、CE.2、CE.B；
通过使用相应的滤波器更新块3.1、3.2、3.B的校正模块5.1、5.2、5.B针对每个滤波器更新块3.1、3.2、3.B执行校正序列CS，所述校正序列CS包括以下步骤：
通过将约束矩阵FCM应用于约束梯度更新CU.1、CU.2、CU.B的近似与累积误差CE.1、CE.2、CE.B之和，计算针对滤波器系数的相应块FB.1、FB.2、FB.B的滤波器系数的校正约束梯度更新CCU.1、CCU.2、CCU.B。
在另一方面，本发明提供了一种用于自适应滤波的计算机程序，当该计算机程序在处理器上运行时执行根据本发明的方法。
图4以示意图示出了根据本发明的分区块频域滤波器设备的第二实施例。为了简洁，仅示出了自适应模块4.B和校正模块5.B。
在下文中，描述了本发明。所提出的方法分两步应用为交替约束方法，并且使用约束矩阵的任意简化，其在下文中被表示为任意约束窗口以在自适应期间减少卷绕分量。此外，它在帧之间的重叠和约束窗近似的设计方面是灵活的——对于任何约束窗近似都是有效的。另外，由于校正步骤仅取决于校正块而不是相邻块的过去状态，因此对于每个块可以不同地选择校正之间的帧间隔P，其将被表示为Pb。首先(18b)可以重新公式化为
其突出了梯度更新在校正之间累积的事实。此后，如果在自适应期间应用约束矩阵的任意近似，则校正的滤波器更新被定义为，
通过这样做，针对每帧和每块都在线性相关分量上引入误差，该误差必须在校正步骤之前被补偿，即
因此，通过等式(20)和(21)，获得补偿因子
因此，可以被解释为通过应用近似约束矩阵而在无约束梯度更新上引入的累积误差。提出的方法总结在表2中。
过程如下。首先，使用频域中的约束窗口的任意近似来增强自适应处理，并且更新累积差之后，例如每Pb帧，被用于在消除卷绕分量之前重建无约束滤波器更新。最后，累计差被重置为零。此后，仅使用过去在待校正块bc上引入的误差来完美地校正线性分量。因此，所提出的约束方法的实现可以被容易地并行化。表2提供了用于实现根据本发明的自适应序列和校正序列的伪码。根据本发明的约束方法也可以被称为增强交替约束方法。
表2：增强交替约束方法
图5以示意图示出了根据本发明的约束操作。尽管自适应序列AS和校正序列CS都在频域中执行，但曲线图示出了时域中的等效窗口元素。
在图5中针对一个块示意性地描述了提出的方法，其中且具有50％帧重叠(时域中的块重叠)。对约束窗口和Pb的选择当然会影响自适应算法的性能和最终算法的复杂度。
约束窗近似的设计可以灵活地完成。例如，可以考虑的非对角线对的有限数量的T对。通过这样做，时域对应方可能变为负数。如果需要，可以通过向时域窗口添加偏移并相应地修改来避免这种情况。另一种可能性是在时域中设计窗口，并使用其频域对应方。
图6提供了与不同约束矩阵相对应的时域约束窗口的示例，其中假设50％的窗口重叠。
图7提供了与不同约束矩阵相对应的时域约束窗口的示例，其中假设75％的窗口重叠。
图6a和图7a示出了通过考虑的有限数量的非对角线(这等同于考虑带间相关)而获得的近似窗口。图6b和图7b示出了在(19)中定义的的扩展，即将T-1对非对角线添加到。为了清楚起见，必须提到的是代表
应用这些窗口所引入的复杂度与用于的设计的非对角线对的数量T成正比。此外，如果非对角线上的值是实数或纯虚数，则获得最低的复杂度。最后，所提出的方法不仅在窗口的近似和帧之间的重叠方面是灵活的，而且对于固定重叠，可以被在线修改。这在以下情况下是期望的：如果达到某个性能，如果突然需要进一步降低复杂度(例如，如果使用的设备进入节能模式)，或者如果自适应滤波处理必须被重新初始化(例如由于检测到回波路径变化)。
图8以框图的形式示出了校正序列控制模块的第一实施例的操作原理。
需要说明的是，块被校正的顺序和频率可以被灵活设计，并且可以被在线修改。因此，提出本发明的一个实施例，其具有如表3中所描述并在图8中示出的梯度更新过程AS和校正过程CS。
表3：EAC方法的受控实现
此后，通过((Sb+f(m)/Pb))B＝bc(其中bc＝(0，1，...，B-1))给出关于是否必须校正块以及校正哪个块的判定。其中Sb是确定校正开始顺序的偏移因子，f(m)是计数器函数。计数器函数可以通过例如回波路径改变(EPC)检测器的输出(例如参见参考文献[11]，如图10中所示)、或基于误差信号的测量(例如，归一化均方误差(NMSE))来控制或重置。如前所述，Pb确定每个块被校正的频率。在图11中示出了对于校正间隔、对于的可能方案。
图9提供了校正方案CSC的示例。
根据本发明的优选实施例，校正序列控制模块13被配置为基于滤波器更新块3.1、3.2、3.B的累积误差判定滤波器更新块3.1、3.2、3.B是否应用了校正序列CS以及滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的哪个应用了校正序列CS。
根据本发明的优选实施例，校正序列控制模块13包括校正方案CSC，所述校正方案针对滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个定义在相应的滤波器分区3.1、3.2、3.B处在应用校正序列CS之前的自适应序列AS的数量。
根据本发明的优选实施例，针对滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个，响应于频域控制信号FCS的改变超过阈值，在相应的滤波器分区3.1、3.2、3.B处在应用校正序列CS之前的自适应序列AS的数量减小。
根据本发明的优选实施例，针对滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个，基于频域控制信号FCS的测量，在相应的滤波器块3.1、3.2、3.B处在应用校正序列CS之前的自适应序列AS的数量被动态调整。
例如，基于每个块的累积差的能量(即，)，可以灵活地设计块被校正的顺序。必须注意的是，一个块的累积差的能量越高，在线性分量上引入的误差就越大。此后，通过首先校正具有最高累积差的块FB.1、FB.2、FB.B，可以获得性能增益。
图10以框图的形式示出了校正序列控制模块的第二实施例的操作原理。
根据本发明的优选实施例，分区块频域自适应滤波器设备1包括近似约束矩阵更新模块14，其被配置为动态调整任意约束矩阵的复杂度。
根据本发明的优选实施例，近似约束矩阵更新模块14被配置为根据频域控制信号FCS的测量来动态调整近似约束矩阵ACM的复杂度。
根据本发明的优选实施例，近似约束矩阵更新模块14被配置为响应于频域控制信号FCS的改变超过阈值，增大近似约束矩阵ACM的复杂度。
必须强调的是，对于所提出的方法，既不指定约束窗的近似也不指定帧重叠，因为它们可以被任意设计。此外，甚至可以针对每个块FB.1、FB.2、FB.B使用不同的约束矩阵的近似和校正序列CS之间的帧间隔(在相应滤波器块处在应用校正序列之前的自适应序列AS的数量)。这些参数可以根据例如回波路径变化检测器16(EPC检测器)或根据频域控制信号FCS的测量(例如归一化均方误差(NMSE))被在线修改，如图12中所示。
本发明在几乎所有的设计参数(即针对每个块的近似约束矩阵ACM、帧重叠、校正的顺序和校正之间的不同间隔)方面提供了灵活性。此外，对于固定帧重叠，所有其他设计参数可以被在线修改而不必重新初始化自适应算法。这使得能够控制PBFDAF设备的算法复杂度和收敛速度之间的折衷。然而，算法复杂度将高度依赖于针对每个块的近似约束矩阵ACM的设计和校正方案两者。
图11提供了频域中的时域窗口及其相应的约束矩阵的示例。图11(a)示出了约束矩阵FCM，而图11(b)和图11(c)分别示出了具有比约束矩阵FCM更小的复杂度的近似约束矩阵ACM。灰度值对应于相应矩阵的元素的值。
图12以示意图示出了根据本发明的用于消除时域输入信号的回波信号的设备的第一实施例。设备16包括分区块频域自适应滤波器设备1，该分区块频域自适应滤波器设备1包括：
频域自适应滤波器2，被配置为根据由滤波器系数的多个块FB.1、FB.2、FB.B构成的滤波器系数集合来对时域输入信号IS的频域表示信号FDS进行滤波，以产生滤波的信号FS；
频域到时域转换器8，被配置为将滤波的信号FS转换成表示回波信号ES在时域中的估计的估计回波信号EES；
减法模块9，用于通过从包括回波信号ES的待处理信号STP中减去估计回波信号EES来产生输出信号OS；
多个并行布置的滤波器更新块3.1、3.2、3.B，所述滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个被配置为基于通过频域表示信号FDS的块BFDS.1、BFDS.2、BFDS.B和包括滤波的信号FS的表示在内的频域控制信号FCS的循环相关所收集的更新信号US.1、US.2、US.B，更新滤波器系数的块FB.1、FB.2、FB.B中的一个；
其中所述滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的自适应序列AS的自适应模块4.1、4.2、4.B：
通过将与约束矩阵FCM相比复杂度更小的近似约束矩阵ACM应用于针对滤波器系数的相应块FB.1、FB.2、FB.B的滤波器系数的无约束梯度更新，来计算针对滤波器系数的相应块的滤波器系数的约束梯度更新CU.1、CU.2、CU.B的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号US.1、US.2、US.B推导出的，以及
通过将近似约束矩阵ACM应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度上引入的累积误差CE.1、CE.2、CE.B；
其中所述滤波器更新块3.1、3.2、3.B中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的校正序列CS的校正模块5.1、5.2、5.B：
通过将频域约束矩阵FCM应用于约束梯度更新CU.1、CU.2、CU.B的近似与累积误差CE.1、CE.2、CE.B之和，来计算针对滤波器系数的相应块FB.1、FB.2、FB.B的滤波器系数的校正约束梯度更新CCU.1、CCU.2、CCU.B。
图12的分区块频域自适应滤波器设备1等同于上面讨论的分区块频域自适应滤波器设备1。在图12的示例中，可以包括远端语音的回声信号SES由输入信号IS被馈送到的扬声器LS产生。麦克风MI获取回声信号SES以及期望声音信号SWS，其可能包括近端语音和背景噪声，使得待处理信号STP包括基于回声信号SES的回波信号ES和基于期望声音信号SWS的期望信号WS。由于从待处理信号STP中减去了估计回波信号EES，因此在输出信号OS中有效地消除了回波信号ES。
针对上述实施例的设备和方法，应注意以下内容：
虽然已经在装置的上下文中描述了一些方面，但是将清楚的是，这些方面还表示对应方法的描述，其中，块或设备对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地，在方法步骤的上下文中描述的方面也表示对对应块或者对应装置的项或特征的描述。
取决于某些实现要求，可以在硬件中或在软件中实现本发明的实施例。实现方式可以使用其上存储有电子可读控制信号的数字存储介质(例如，软盘、DVD、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或FLASH存储器)来执行，与可编程计算机系统协作(或能够协作)，使得执行相应方法。
根据本发明的一些实施例包括具有电子可读控制信号的数据载体，能够与可编程计算机系统协作，使得执行本文所述的方法之一。
通常，本发明的实施例可以实现为具有程序代码的计算机程序产品，程序代码可操作以在计算机程序产品在计算机上运行时执行方法之一。程序代码可以例如存储在机器可读载体上。
其他实施例包括存储在机器可读载体或非暂时性存储介质上的用于执行本文描述的方法之一的计算机程序。
换言之，本发明方法的实施例因此是具有程序代码的计算机程序，该程序代码用于在计算机程序在计算机上运行时执行本文所述的方法之一。
因此，本发明方法的另一实施例是其上记录有计算机程序的数据载体(或者数字存储介质或计算机可读介质)，该计算机程序用于执行本文所述的方法之一。
因此，本发明方法的另一实施例是表示计算机程序的数据流或信号序列，所述计算机程序用于执行本文所述的方法之一。数据流或信号序列可以配置为例如经由数据通信连接，例如经由因特网传送。
另一实施例包括配置或适于执行本文描述的方法之一的处理装置，例如计算机或可编程逻辑器件，尤其是包括硬件的处理器。
另一实施例包括其上安装有计算机程序的计算机，该计算机程序用于执行本文所述的方法之一。
在一些实施例中，可编程逻辑器件(例如，现场可编程门阵列)可以用于执行本文所述的方法的功能中的一些或全部。在一些实施例中，现场可编程门阵列可以与微处理器协作以执行本文所述的方法之一。通常，这些方法有利地由任何硬件装置执行。
虽然已经根据若干实施例描述了本发明，但是存在落在本发明范围内的改变、置换和等同物。还应当注意，存在实现本发明的方法和构成的许多替代方式。因此，所附权利要求旨在解释为包括落在本发明的真实精神和范围内的所有这样的改变、置换和等同物。
附图标记：
1 分区块频域自适应滤波器
2 频域自适应滤波器
3 滤波器更新块
4 自适应模块
5 校正模块
6 时域到频域转换器
7 块处理器
8 频域到时域转换器
9 减法模块
10 时域到频域转换器
11 循环相关模块
12 开关
13 校正顺序控制模块
14 近似约束矩阵更新模块
15 回波路径变化检测器
16 用于消除回波信号的设备
FDS 频域表示信号
IS 时域输入信号
FB 滤波器系数块
FS 滤波的信号
US 更新信号
BFDS 频域表示信号的块
BFDS’ 频域表示信号的共轭块
FCS 频域控制信号
RFS 滤波的信号的表示
CU 约束梯度更新的近似
CE 累积误差
CCU 校正约束梯度更新
FTS 时域滤波的信号
STP 待处理信号
OS 输出信号
CSC 校正方案
AS 自适应序列
CS 校正序列
FCM 约束矩阵
ACM 近似约束矩阵
EES 估计回波信号
ES 回波信号
WS 期望信号
LS 扬声器
MI 麦克风
参考文献：
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Claims (12)

1.一种分区块频域自适应滤波器设备，包括：
频域自适应滤波器(2)，被配置为根据由滤波器系数的多个块(FB.1、FB.2、FB.B)构成的滤波器系数集合来对时域输入信号(IS)的频域表示(FDS)进行滤波，以产生滤波的信号(FS)；
多个并行布置的滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)，所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个被配置为：基于通过频域表示信号(FDS)的块(BFDS.1、BFDS.2、BFDS.B)和包括滤波的信号(FS)的表示(RFS)在内的频域控制信号(FCS)的循环相关所收集的更新信号(US.1、US.2、US.B)，来更新滤波器系数的块(FB.1、FB.2、FB.B)中的一个；
其中所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的自适应序列(AS)的自适应模块(4.1、4.2、4.B)：
通过将与约束矩阵(FCM)相比复杂度更小的近似约束矩阵(ACM)应用于针对滤波器系数的相应块(FB.1、FB.2、FB.B)中的滤波器系数的无约束梯度更新，来计算针对滤波器系数的相应块中的滤波器系数的约束梯度更新(CU.1、CU.2、CU.B)的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号(US.1、US.2、US.B)推导出的，以及
通过将近似约束矩阵(ACM)应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度更新上引入的累积误差(CE.1、CE.2、CE.B)；
其中所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的校正序列(CS)的校正模块(5.1、5.2、5.B)：
通过将约束矩阵(FCM)应用于约束梯度更新(CU.1、CU.2、CU.B)的近似与累积误差(CE.1、CE.2、CE.B)之和，来计算针对滤波器系数的相应块(FB.1、FB.2、FB.B)中的滤波器系数的校正约束梯度更新(CCU.1、CCU.2、CCU.B)。
2.根据前项权利要求所述的分区块频域自适应滤波器设备，其中所述分区块频域自适应滤波器设备(1)包括校正序列控制模块(13)，所述校正序列控制模块被配置为判定在执行了所述自适应序列(AS)之后所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)是否应用所述校正序列(CS)以及所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的哪些或哪个块应用所述校正序列(CS)。
3.根据前项权利要求所述的分区块频域自适应滤波器设备，其中所述校正序列控制模块(13)被配置为基于所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)的累积误差判定所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)是否应用所述校正序列(CS)以及所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的哪些或哪个块应用所述校正序列(CS)。
4.根据权利要求2或3所述的分区块频域自适应滤波器设备，其中，所述校正序列控制模块(13)包括校正方案(CSC)，所述校正方案针对所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个定义了在相应的滤波器分区(3.1、3.2、3.B)处应用校正序列(CS)之前的自适应序列(AS)的数量。
5.根据前项权利要求所述的分区块频域自适应滤波器设备，其中针对所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个，响应于所述频域控制信号(FCS)的改变超过阈值，在相应的滤波器块(3.1、3.2、3.B)处应用校正序列(CS)之前的自适应序列(AS)的数量减小。
6.根据权利要求4或5所述的分区块频域自适应滤波器设备，其中针对所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个，基于所述频域控制信号(FCS)的测量，在相应的滤波器块(3.1、3.2、3.B)处应用校正序列(CS)之前的自适应序列(AS)的数量被动态调整。
7.根据前述权利要求中任一项所述的分区块频域自适应滤波器设备，其中，所述分区块频域自适应滤波器设备(1)包括近似约束矩阵更新模块(14)，所述近似约束矩阵更新模块被配置为动态调整近似约束矩阵的复杂度。
8.根据前项权利要求所述的分区块频域自适应滤波器设备，其中所述近似约束矩阵更新模块(14)被配置为根据所述频域控制信号(FCS)的测量来动态调整所述近似约束矩阵(ACM)的复杂度。
9.根据权利要求7或8所述的分区块频域自适应滤波器设备，其中所述近似约束矩阵更新模块(14)被配置为响应于所述频域控制信号(FCS)的改变超过阈值，增大所述近似约束矩阵(ACM)的复杂度。
10.一种用于消除时域输入信号(IS)的回波信号(ES)的设备，所述设备(16)包括分区块频域自适应滤波器设备(1)，所述分区块频域自适应滤波器设备(1)包括：
频域自适应滤波器(2)，被配置为根据由滤波器系数的多个块(FB.1、FB.2、FB.B)构成的滤波器系数集合来对时域输入信号(IS)的频域表示(FDS)进行滤波，以产生滤波的信号(FS)；
频域到时域转换器(8)，被配置为将滤波的信号(FS)转换成表示回波信号(ES)在时域中的估计的估计回波信号(EES)；
减法模块(9)，用于通过从包括回波信号(ES)的待处理信号(STP)中减去估计回波信号(EES)来产生输出信号(OS)；
多个并行布置的滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)，所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个被配置为基于通过频域表示信号(FDS)的块(BFDS.1、BFDS.2、BFDS.B)和包括滤波的信号(FS)的表示在内的频域控制信号(FCS)的循环相关所收集的更新信号(US.1、US.2、US.B)，来更新滤波器系数的块(FB.1、FB.2、FB.B)中的一个；
其中所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的自适应序列(AS)的自适应模块(4.1、4.2、4.B)：
通过将与约束矩阵(FCM)相比复杂度更小的近似约束矩阵(ACM)应用于针对滤波器系数的相应块(FB.1、FB.2、FB.B)中的滤波器系数的无约束梯度更新，来计算针对滤波器系数的相应块中的滤波器系数的约束梯度更新(CU.1、CU.2、CU.B)的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号(US.1、US.2、US.B)推导出的，以及
通过将近似约束矩阵(ACM)应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度上引入的累积误差(CE.1、CE.2、CE.B)；
其中所述滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个包括被配置为执行包括以下步骤的校正序列(CS)的校正模块(5.1、5.2、5.B)：
通过将约束矩阵(FCM)应用于约束梯度更新(CU.1、CU.2、CU.B)的近似与累积误差(CE.1、CE.2、CE.B)之和，来计算针对滤波器系数的相应块(FB.1、FB.2、FB.B)中的滤波器系数的校正约束梯度更新(CCU.1、CCU.2、CCU.B)。
11.一种自适应滤波方法，包括以下步骤：
使用频域自适应滤波器(2)，根据由滤波器系数的多个块(FB.1、FB.2、FB.B)构成的滤波器系数集合对时域输入信号的频域表示(FDS)进行滤波，以产生滤波的信号(FS)；
使用多个并行布置的滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)中的每个滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)，基于通过频域表示信号(FDS)的块(BFDS.1、BFDS.2、BFDS.B)和包括滤波的信号(FS)的表示(RFS)在内的频域控制信号(FCS)的循环相关所收集的更新信号(US.1、US.2、US.B)，更新滤波器系数的块(FB.1、FB.2、FB.B)中的一个；
通过使用相应的滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)的自适应模块(4.1、4.2、4.B)针对每个滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)执行自适应序列(AS)，所述自适应序列(AS)包括以下步骤：
通过将与约束矩阵(FCM)相比复杂度更小的近似约束矩阵(ACM)应用于针对滤波器系数的相应块(FB.1、FB.2、FB.B)中的滤波器系数的无约束梯度更新，来计算针对滤波器系数的相应块中的滤波器系数的约束梯度更新(CU.1、CU.2、CU.B)的近似，其中无约束梯度更新是从更新信号(US.1、US.2、US.B)推导出的，以及
通过将近似约束矩阵(ACM)应用于无约束梯度更新来计算在无约束梯度上引入的累积误差(CE.1、CE.2、CE.B)；
通过使用相应的滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)的校正模块(5.1、5.2、5.B)针对每个滤波器更新块(3.1、3.2、3.B)执行校正序列(CS)，所述校正序列(CS)包括以下步骤：
通过将频域约束矩阵(FCM)应用于约束梯度更新(CU.1、CU.2、CU.B)的近似与累积误差(CE.1、CE.2、CE.B)之和，来计算针对滤波器系数的相应块(FB.1、FB.2、FB.B)中的滤波器系数的校正约束梯度更新(CCU.1、CCU.2、CCU.B)。
12.一种用于自适应滤波的计算机程序，用于在处理器上运行时执行根据前项权利要求所述的方法。
CN201680057369.3A 2015-07-28 2016-07-25 包括自适应模块和校正模块的分区块频域自适应滤波器设备 Active CN108141202B (zh)

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